永磁同步风力发电机（精选12篇）
永磁同步风力发电机 第1篇
关键词：风力发电,变速恒频,永磁同步发电机,并网,最大风能跟踪
目前具有实用价值的并网型变速恒频风力发电系统主要有基于双馈感应发电机和基于永磁同步发电机的2种方案。
双馈感应发电机(DFIG)变速恒频系统通常采用三相绕线式异步电机在转子上安装变换器改造得到。其变速范围不是很宽,可以在同步速±30%范围运行,变换器容量为电机容量的1/3~1/4,成本较低。转子交流励磁控制可以调节电流幅值/频率相位,实现有功/无功的解耦控制。缺点是有齿轮箱、电刷、滑环,结构复杂导致可靠性降低;在电网故障下的不间断能力不强,与电网连接的鲁棒性不高。
永磁同步发电机(PMSWG)变速恒频系统通过在同步发电机定子后端安装全功率变换器实现。变速范围比前者宽,全功率变换器可以实现有功/无功的解耦,调节电压和无功,弥补前端发电机的不足。该系统一般采用直接驱动或低变比齿轮箱,机组轴向长度大大减少,降低了成本,提高了可靠性;并且由于发电机具有较大的径向空间和表面,散热效果较好,转子惯性大有利于抑制风速突然变化带来的转速变化。一般采用永磁体励磁,无需励磁绕组以及电刷和滑环、结构简单可靠、发电效率高,与电网连接具有较强的鲁棒性,并网性能好。其主要缺点在于,采用全功率变换器成本较高。除此之外,PMSWG其他各方面均优于DFIG,但实际上随着电机和电力电子技术的大力发展,该系统的价格已经与双馈感应发电机系统相当[1]。
因此本文选择PMSWG作为风力发电机,在此基础上进行并网运行控制研究。
1 PMSWG风力发电系统并网电路
1.1 PMSWG交流并网电路选择
PMSWG交流并网电路的基本作用是将发电机跟随风速变化发出的变压变频的不稳定电能转换为恒压恒频的稳定电能,并实现良好的正弦波形馈入电网;该电路还要具备最大风能跟踪、定子侧功率因数和网侧功率因数调节功能以及有功/无功的解耦控制功能;还要具有隔离故障的能力;最好还要具备有功无功的存储能力,以保证在无风或少风情况下对电网起到稳定支撑作用。
目前PMSWG交流并网电路主要有定子PWM变换器+并网PWM变换器[2,3]、不控整流器+并网PWM变换器[4,5]、不控整流器+BOOST电路+并网PWM变换器[6,7]3种结构。第1种结构控制最灵活、效果最佳,但结构和控制最为复杂,成本较高,且某些功能对于PMSWG交流并网并无必要。PMSWG由于功率无需双向流动,可用不控整流代替可控整流,因此第2种结构最为简单而且成本最低,仅靠并网PWM变换器就完成并网和最大风能跟踪的全部功能,虽然存在定子电流谐波和并网电压低等缺点,但都可以通过一定的措施加以解决,如图1所示。第3种结构解决了第2种结构并网电压较低的缺点同时增加了控制的灵活性,但也增加了系统的成本以及复杂性,因此介于前两者之间,是PMSWG并网电路的一个较好选择。
鉴于不控整流器+并网PWM变换器是PMSWG并网的最经济可行结构,本文从并网运行的可靠性和控制的简单性出发,采用该结构作为PMSWG的并网电路。
1.2 并网有功/无功功率解耦
图1所示电路在正常情况下,并网电压三相对称且恒定。馈入电网的有功/无功功率在图2(a)坐标系下的方程为:
式中:Umg,Img分别为电网电压、电流幅值;θ为功率因数角。
式(1)存在耦合项,将式(1)进行功率守恒的3s/2r坐标变换得到图2(b)坐标系下的方程为:
式(2)仍然存在交叉耦合项,也没有实现有功/无功的解耦,由于3s/2r并没有选择旋转坐标定向方向,如果选择q轴沿着电网电压合成矢量umg的方向(图2(c)),udg=0,则功率表达式为:
式(3)实现了有功和无功功率的解耦控制,只要计算出电网电压合成矢量方向,再分别控制q轴和d轴电流就可以实现有功和无功的独立控制。
1.3 并网PWM变换器控制直流母线电压原理
图1系统在稳态情况下并网PWM变换器的功率流动情况如下:
式中:Pm为发电机输出功率;Pg为馈入电网有功功率;PC为电容功率。
动态增大iq g使Pg小于Pm时,多余的功率流入到直流电容上,ud c上升;反之减小iq g使Pg大于Pm,不够的功率由直流电容补充,电容放电使ud c下降。因此只要动态调节iqg就可以快速地调节udc。
可以看出,并网PWM变换器具有较强的反向控制直流母线电压的能力,而直流母线电压与功率、转速等有密切关系,利用上述分析可以对直流母线电压进行控制以同时实现并网和最大风能跟踪。
2 直接并网方法研究
直接并网方式是以直流电压作为并网参数的并网方法,相比传统的以交流电压作为并网参数的方法更加简单可行。
由于并网PWM变换器能量可以双向流动,因此可以利用并网PWM变换器对电容的反向充电功能实现并网,直接并网方式如图3所示。
图3中,S1为并网辅助开关,Sb为并网主开关,Rb为直流回路限流电阻。并网前S1、Sb均断开;当准备并网时S1闭合,Sb仍断开,电网电流iqg设置为负的定值,并网PWM变换器通过基于电网电压定位的矢量控制工作于可控整流状态对电容反向充电,电流从电网流向电容,电阻Rb用来限制充电电流。此时PMSWG在风力机的带动下转速从零上升,同时也对电容充电。当直流电容充电达到交流电网线电压峰值时Sb闭合实现并网,同时切换并网PWM变换器的算法使之按照最大风能跟踪算法进行控制。
由于PMSWG转速和直流电容电压上升均是循序渐进的过程,对电网的输出电流也是从零逐渐上升,因此该方法在并网过程中不会对电网产生冲击电流;且该方法无需检测同步信号和原动机调速机构,大大简化了硬件结构和控制算法。
3 最大风能跟踪的实现
3.1 基于直流母线电压的转速观测
忽略发电机定子电阻和漏抗,转速与直流母线电压之间存在如下关系:
式中:Ug,Ig为发电机相电压和相电流有效值;xa为电枢电抗。
当发电机接不控整流和电容滤波时,电压和电流波形均发生畸变,简单地当作正弦波形处理是不妥的[6],也难以给出精确的数学描述。但当风速和发电机转速一定时,功率也一定,会有确定的电压电流波形,即:
式中:ud c,Uglm分别为直流母线电压和整流前线电压幅值。
因此当发电机处于稳态时,转速与直流母线电压具有确定的关系[5],如图4所示。
当风速变大时,同一转速下的功率变大,该转速对应的直流电压下降,曲线往右下旋转偏移。一定风速下的最大功率点对应的ud c-ωm工作点在与空载曲线的距离最大且偏右,将不同风速下最大功率点对应的工作点连接起来,就得到udc-ωm的最优工作曲线(图4)。该曲线对于动态/稳态过程是一致的。基于图4曲线就可以实现利用直流母线电压观测转速。
3.2 直流电压变步长扰动法
由于并网PWM变换器可以直接调节直流母线电压,且稳态情况下转速和直流母线电压具有确定的关系,因此利用扰动法对直流母线电压变化的每一步扰动都直接反映了转速的变化,因此采用直流母线电压扰动替代转速扰动。
变步长扰动可以提高扰动法速度和精度,因为扰动法的最终目的是将功率扰动到最大点上,因此采用功率变化量作为扰动的变步长值是完全可行的。将扰动量设为功率变化量绝对值的函数:
符合(6)式要求的函数中以|ΔPg|的乘方运算最为简单。乘方次数越高,跟踪速度越快,稳态精度越高,但过高的乘方运算会加大计算的复杂性。经大量仿真研究比较,|ΔPg|平方的比例值作为扰动量效果最好。
式中:k为比例系数,进行比例运算以使Δudc适合当前范围并设置最大限制值。当运行在远离最大功率点时,|ΔPg|2、Δudc较大,跟踪速度较快使风力发电机快速运行到最大功率点附近;当运行在最大功率点附近时,|ΔPg|2、Δudc较小,使风力发电机保持在最大功率点附近很小的范围内摆动,稳态精度高。
4 控制算法流程
当达到起动风速时,PMSWG转动准备并网。并网前,并网开关断开,执行直接并网方法,待直流电压上升到电网线电压峰值后并网。并网后执行直流电压变步长扰动法,每隔ΔT计算一次输入电网有功,与上次有功相减得到ΔPg,用k|ΔPg|2作为直流电压的扰动值Δudc,该扰动值与本次测量直流电压相加(减)得到新的直流电压参考值。直流电压参考值通过模糊PI控制得到i*qg,无功电流i*qg在一定范围内根据电网需要设定。通过2r/3s坐标变换得到三相期望电流i*ag、i*bg、i*cg,通过电流滞环控制就能简单快速地控制电流实现风能跟踪。控制算法流程如图5所示。
5 仿真验证
为了验证所述直接并网方式和直流电压变步长扰动的有效性,下面进行详细的仿真研究。
风力机参数:桨叶半径1.240 4 m,额定风速10m/s,额定功率1.5 k W,λopt和CP·max分别为8.1和0.48,额定转速625 r/min,齿轮箱变比为1.2,空气密度ρ为1.293 kg/m3。PMSWG参数:八极,永磁体磁通为0.57 Wb,定子d轴和q轴电感为35 m H,转动惯量为0.1 kg·m2,直流电容2 000μF,并网线电压峰值104 V/50 Hz。假设PMSWG在风速6 m/s下进行启动并网,分别在8 s和16 s时风速两次突变为10 m/s和8 m/s;无功电流初始设为0 var,分别在4 s、12 s、20 s突变为180 var、450 var、270 var。
图6(a)描述了直流母线电压ud c的变化情况。并网前,并网PWM变换器对直流电容进行充电,在1.2 s时udc达到线电压幅值,并网开关闭合;并网后执行变步长扰动法实现风能跟踪,在风速变化时,直流母线电压稳态值分别为162.0 V、236.5 V、212.8 V。
图6(b)描述了直流电压扰动变化量Δudc的变化情况。在1.2 s并网前Δudc的值没有意义;在1.2 s并网后,功率分别在1.2 s、8 s、16 s发生变化,因此Δudc也在这3个时刻附近变化较大,当功率趋于最大值时,Δudc迅速减小到零附近,使udc趋于稳定,转速和功率将稳定在最佳转速和最大功率附近。
图7描述了发电机定子电流is(图a)和并网电流ig(图b)的变化情况。并网前风力发电机空载运行,is=0。当发电机并网后,由于刚并网时的发电机转速仍然低于实际udc所对应的最小转速,因此发电机继续保持空载运行一段时间,直到发电机转速上升到实际udc所对应的最小转速,此刻发电机才往外输出功率,is从零开始上升。ig从并网前到并网后电流过渡平稳,没有出现冲击电流的情况,说明并网过程良好。
图8描述了直流母线电流的变化情况,idc1是PWM变换器侧的直流电流,idc2为不控整流器侧的直流电流。由于起动时风力机转速和转矩很小,因此并网前iqg一般取值较小。并网前,idc1为负,表明有功从电网流向电容对其充电;并网后,idc1为正,表明有功从电容流向电网。
图9描述了风力机功率Pm、并网有功功率Pg和无功功率Qg的变化过程。并网前,Pg为一负的恒定值;并网后,Pg为正,迅速地跟踪风力机的机械功率,实现风能跟踪。
当在3种风速下达到稳态时,Pg分别为320 W、1.497 kW、0.765 kW,理论计算值分别为0.324 kW、1.500 kW、0.768 kW,跟踪误差小于1.2%,说明本文所提出的功率跟踪方法具有很好的稳态精度。从并网到稳态变化时间小于2.8 s;当风速变化时,动态变化时间小于2.2 s,说明本文所提出的功率跟踪方法具有较好的响应速度。有功和无功同样实现了解耦控制。
6 结论
PWSWG+不控整流器+并网PWM变换器是简单可行的变速恒频风力发电系统。直流母线电压是直接并网的目标参数,利用它既可以实现并网也可以实现最大风能跟踪。基于功率变化量平方值的直流电压变步长扰动值比传统扰动法性能有了很大提高。仿真验证了本文所提方法可以实现并网、最大风能跟踪、有功无功解耦控制,克服了传统方法精度差、响应慢、结构算法复杂的缺点,是一种简单可行具有实用价值的控制方法。
参考文献
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小型永磁式风力发电机的设计 第2篇
摘要：本文根据自己长期小型发电设备设计经验，结合现有小型永磁式风力发电机的特点，介绍了目前对永磁同步电机设计在电机结构和优化设计等方向的研究，提出了永磁同步发电机在定子硅钢片、转子外壳、轴等结构上进行改进的设计和计算方法。
关键词：发电机;永磁式;设计;风力;小型;
前言
我国社会经济发展迅速，对于能源的依赖较多。而能源对我国环境污染严重，需要大力开发清洁能源，加上国家地形复杂，人口又多，居住分散，小型风力发电系统因为属清洁能源，对环境无污染而被广泛利用。
目前的小型风力发电系统中，主要采用的是永磁发电机，由于永磁直流发电机换向装置易出现故障，寿命低，造成了风力发电维护难度，直接影响到其度电成本，因此，除了对电压波形有严格要求的系统之外，一般都使用永磁同步电机。
虽然，永磁同步电机采用永磁体励磁，无需外加励磁装置，无需换向装置，具有效率高、寿命长等优点。但是由于其励磁不能调节，从而使得电压调整率较高，输出电压波动范围较大。传统的全桥式调整依然会存在一些电压尖刺，对蓄电池的寿命影响很大。因此，需要对永磁同步电机进行设计改进，使其具有结构简单、重量轻、高性能的特点，以满足小型风力发电的实际需要。
1.永磁同步电机改进研究方向
1.1.电机结构方面
永磁电机的结构随着其技术发展，已有多种形式，主要有：永磁同步电机、永磁无刷直流电机，另外还有永磁盘式电机、永磁无轴承电机等特种电机。它们的设计准则都是利用稀土永磁体的高矫顽力，增加磁通、减小电枢反应、高速运行提高电磁效率。
1.2.优化设计方面
在稀土永磁材料价格昂贵的情况下，考虑如何合理地选择水磁体的工作点，使之在满足电机性能指标前提下，使所用的永磁材料最少，即电机的成本最低或体积最小。修改电机内部机构尺寸的参数，保证在同等电机性能下，电机的结构更合理，体积最小。
1.3.磁场分析计算和数值方法的研究
传统的电机性能分析方法为等效磁路法，这种分析方法，减少了计算所需要的时间，在初始估算、设计方法比较时比较适用，由于永磁电机内部结构越来越多样化，磁场分布也变得更加复杂，仅依靠这种分析方法已难以描述电机内部磁场的真实情况。
永磁电机设计中，除了电机新结构的发明创造外，最重要的.发展是用有限元方法进行磁场分析。为了充分发挥永磁材料的优异性能，永磁电机的结构和传统电机有很大的差别。永磁电机结构复杂，永磁材料的磁特性为各向异性等，这些都给磁场分析带来了新的课题。对于一些复杂的磁场环境，除了需要进行一维分析外，还需要进行二维分析，除了静态分析外，还需要进行瞬态分析。
2.永磁同步发电机结构改进的设计
2.1.同步发电机结构
同步电机作为交流电机的一种，其最大的优点是转速与频率间有严格不变的关系n=60f/p，即当电源频率恒定时，电动机转速不变，且与电源频率成正比。异步电机则没有这个优点。而且，同步电机定、转子两方磁场是相互独立、可控的。由于永磁电机不需要直流励磁电源，对于交流同步电机来说省去了励磁机、自励系统等。
2.2.同步发电机结构改进设计
发电机结构上改进设计主要有：定子硅钢片、转子外壳、轴的和轴承等方面设计。
2.2.1.定子硅钢片设计
电机选用硅钢片时需要注意几个要点：低铁损、高磁导率、硬度合适、耐蚀性能良好等。发电机采用牌号为DW360―50的无取向冷轧硅钢片，其厚度为0.5mm。冷轧硅钢片的叠压系数能够达到0.98，比热轧约高3%，考虑到加工工艺，预选取叠压系数为0.93。选择定子槽的槽型，在小功率永磁电机中，常用的电枢槽型有梨形槽、半梨形槽、矩形槽、半闭口矩形槽等，在尺寸特别小的时候还采用圆形槽结构。冲片数量根据电枢计算所得到的定子长度来确定，通过冲片压板将冲片压装在定子支承轴上，并采用斜槽结构，斜槽的扭转宽度正好等于一个槽距。
2.2.2.转子外壳设计
为了便于安装永磁体、便于对电机内部结构进行维护，电机所设计的转子外壳分成三个部分，包括：转子前壳、转子后壳和转子外壳，通过螺栓连接成一个整体。做成三个部分的好处是，各个部分都可以使用钢材或钢管车削而成。在加工过程中，可以根据需要，随时将三个部分临时进行组装，组合起来进行精加工，可以保证整个设备的加工精度。转子外壳用于安装永磁铁，需要在其内表面铣出凹槽。转子前后壳需要安装轴承，其结构根据轴承计算获得尺寸设计。转子后壳还需要和叶片连接。
2.2.3.轴的设计
电机的支承轴可以划分成四个部分：两个用于和轴承装配的轴段，一个安装定子矽钢片的轴段，另一个安装在基座上的轴段。轴的直径首先由轴承计算所确定，再确定其余轴段的直径。在设计轴的长度时，需要注意叶片于塔架之间的间距问题，因此在电机到基座之间，轴应该预留一段长度，并通过后续有限元分析，在保证结构强度的前提下，优化这段尺寸。
2.2.4.轴承的设计
轴承的选用和计算是很关键的一个部分，它的确定，是发电机中几个主要结构尺寸确定的前提条件，如转子前后壳、轴等。
2.2.5.设计时，除了这些主要零部件需要确定外，还需要考虑以下几个方面的问题：
2.2.5.1.发电机整体的密封问题。在发电机的各个连接部分存在防水、防尘问题。如在转子前后壳与转子外壳连接部分做出凸台、轴承盖选用的密封件、转子后壳的一端做成密封形式等。
2.2.5.2.转子后壳二端螺孔问题。由于转子后壳二端是密封的，为了方便维护安装在这个附近的轴承，需要做一个螺孔，用于顶出轴承，并且在平时需要用螺栓将孔密封。
2.2.5.3.叶片叶柄表面保护问题。考虑到新型叶片材料采用的是玻璃钢，为了防止安装时，螺栓将叶片叶柄表面压坏，需要设计一块压板垫在叶片与螺栓头之间。
3.永磁同步发电机计算方法
永磁电机的计算有多种思路，着眼点不同，计算过程中的侧重点也不相同。直接计算方法计算过程简单，误差较大，但在电机设计初步阶段对计算要求不高的前提下，其设计计算的误差尚可以接受，可以与后期的试验分析相结合进行修改，最后得到结果。
在确定了永磁电机的类型、应用的环境以及所需要达到的设计指标后，通过电磁理论计算与电机外形结构计算相结合的方法对电机进行初步设计，然后，再通过后续的试验分析修正所计算的结果，最后达到设计目的。
3.1.设计计算指标
电机的计算指标为：
额定功率PN=2KW;
相数m=3，Y型连接;
极数对P=6;
额定相电压UN=50V;
额定转速nN=300r/min;
额定频率 =30Hz;
功率因数cos=0.9
3.2.主要尺寸设计计算
3.2.1.电枢绕组设计
首先确定电机的电枢绕组分配方案，包括电机中共使用多少对磁极、定子槽数、三相绕组的分配方式、采用单层还是双层绕组等。确定了绕组的分配方式后，根据槽的面积选择合适的槽满率以及导线类型，求出绕组的基本数据，包括：每相串联匝数N、电流密度J。
3.2.2.主要尺寸和参数计算
使用直接磁路计算法设计发电机结构的主要尺寸参数计算过程为：
3.2.2.1.根据小型永磁电机气隙特点选择永磁体的工作点，然后根据工作点选择永磁体类型，得到其性能参数。
3.2.2.2.预取线负荷A，使A/Bδ足够小以保证发电机有较好的外特性。
3.2.2.3.求解出转子尺寸，包括转子内径和转子外径。然后预取合适的气隙长度δ和长径比λ，求出定子外径和电枢长度。
3.2.2.4.永磁体尺寸计算，包括永磁体的磁化方向长bM、径向长度LM、永磁体体积VM、截面积SM、宽hM以及气隙长度修正和工作点气隙磁感应强度有效值计算。
3.2.2.5.由最初选择的绕线尺寸、电枢长度以及材料属性求出定子绕组的电阻;求出所选择的槽型的漏磁导数λS、齿和端部的漏磁导数λZ和λg，由这些导数求出基本漏抗X00和差漏抗Xov，最后求出整个电机的漏电抗Xσ。
3.2.2.6.根据所设计的转子轭形状，求出转子的漏磁导A。
3.2.3.输出特性
由空载磁通密度Φo、基波绕组系数KW一每相匝数N、额定频率?、可以求的发电机的输出空载电压Eo和空载磁势Fo。
3.2.4.参数修改
在直接计算法中，由于很多参数都是凭借经验选取，最后造成的误差可能较大，因此在计算完以后需要根据计算得到的结果修改所用到的参数，保证最后计算得到的结果达到预期目标。
参考文献：
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[4]高钰阁.对转双转子永磁同步风力发电机的设计与分析.沈阳工业大学.-12-24
永磁同步风力发电机 第3篇
关键词：风力发电；磁齿轮电机；直接转矩控制；磁链计算
风力发电目前已经得到了广泛的应用，越来越受到世界各国的重视，我国风能资源丰富，可开发利用的风能储量约10亿kW，我国在风力发电方面也投入了较多的人力和物力，已经建成了一些具有一定规模的风力发电场。随着风力发电产业的发展，相关技术支撑显得越来越重要了，发电系统作为风力发电的主要核心部分起着至关重要的作用，本文的研究对象是永磁复合电机的DTC风力发电系统，文章主要从三个方面作了介绍。
1 直接转矩控制
1.1 直接转矩控制原理
永磁同步电机的电磁转矩取决于定子交、直轴电流，还没有达到完全解耦。为此需要进行坐标变换解耦，需要坐标变换解耦，求出在以定子磁链Ψs方向为M轴的M、T坐标系的永磁同步电机的转矩方程。图1为永磁同步电机M、T坐标系及d、q坐标系的关系图及电动机各向量。图中，A为定子A相绕组轴线，Ψs为定子磁链，该磁链包括定子电流产生的磁链Ψa和永磁磁链Ψf 。
永磁同步电机输出转矩与定子磁链幅值、永磁磁链幅值及定转子磁链夹角δ的正弦成正比。在实际运行中，保持定子磁链幅值为额定值，以充分利用电机的铁心，永磁同步电机的转子磁链幅值也为恒值，要改变电机转矩的大小，可以通过改变定、转子磁链夹角的大小来实现，这就是直接转矩控制理论的指导思想。
当实际电磁转矩小于给定时，应选择使磁链沿原方向旋转的电压矢量，由于电机的机电时间常数远大于电磁时间常数，使得定子磁链瞬时转速变得比转子转速快，造成定转子磁链之间的夹角瞬时增加，转矩迅速增大，反之亦然。这样空间电压矢量选择，使得定子磁链不停地进进退退，瞬时改变功率角，使转矩得到快速动态控制。
1.2 磁齿轮电机直接转矩控制系统的实现
1.2.1 磁齿轮原理
磁齿轮电机是利用调磁环对内外磁场进行调制的，分析其磁场时可以分三步进行计算，第一步计算没有调磁环作用时，绕组建立的外部磁场，第二步计算调磁环对磁场的调制函数，第三步在第一步、第二步基础上计算实际的外部磁场。
当不存在调磁环时，定子绕组在外层空间建立的磁场可表示为[5]：
Bri=axcos[xpi（θi-ωit+γ0） ]（1）
Bti=bxsin[xpi（θi-ωit+γ0）] （2）
式中 Bri——定子绕组磁场在空间某点磁感应强度径向分量；
Bti——定子绕组磁场在空间某点磁感应强度切向分量；
ax——定子绕组所产生磁场的Bri中第x次谐波的傅里叶系数；
bx——定子绕组所产生磁场的Bti中第x次谐波的傅里叶系数；
pi——定子绕组所形成磁场的极对数；
ωi——定子绕组形成磁场的旋转角速度；
γo——定子绕组形成磁场的初始位置；
θi——定子绕组形成磁场的空间位置角；
当调磁环存在时，调磁环对绕组所建立的磁场进行调制。
1.2.2 两相静止电压Uα、Uβ计算
根据电压传感器检测的直流母线电压Udc 以及Sa、Sb、Sc状态通过下式计算得出两相静止电压Uα、Uβ。
U
U=1 -1/2 -1/2
0
/2
-/2
S
S
S （3）
1.2.3 磁链和转矩计算
在永磁同步电机直接转矩控制系统中，定子磁链矢量的幅值和角位置、转矩可由下列式子进行观测计算。
ψ
=（uα
-Riα）dt
ψ
=
（uβ
-Riβ）dt （4）
|ψs|= （5）
θ=arctan（） （6）
Tem=1.5p（ψiβ-ψi） （7）
综上所述，风力发电低速直驱永磁同步电机的控制过程可描述为：风力带动风轮转动，通过风速检测装置检测风速，并将风速信号送入MPPT最大风力跟踪控制系统，永磁同步发电机安装位置检测系统将转速信号检测送入MPPT最大风力跟踪控制系统，利用公式计算出最佳叶尖速比λ，功率系数是叶尖速比λ的函数，将风力机系统的Cp和λ函数关系曲线存入系统，对于一个叶尖速比λ，查表得出对应的功率系数Cp，利用公式计算出风机的输入功率，则T=P/ω，从而得出发电机的输入转矩。
风力机只有运行到一个特定的速度下才会有最高的效率，最大风能跟踪的过程中，在浆距角一定的情况下，总有一个最佳的功率系数对应一个最佳的叶尖速比λopt ，此时风机效率最高，通过检测装置检测风速，在风速已知的情况下，可以利用最佳叶尖速比计算出最佳转速，将计算出的最佳转速送入直接转矩控制系统，利用PI转速调节器控制发电机转速始终跟随最佳转速，保持发电机转速的稳定。将检测装置检测出的直流母线电压以及发电机定子电流送入转矩和磁链观测器，利用公式计算出磁链幅值，电磁转矩实际值，以及位置信息，PI转速调节器计算出电磁转矩的给定值与计算出的实际电磁转矩进行滞环调节，通过控制电压矢量来实现控制定转子磁链夹角的变化，从而减小或增加电磁转矩来实现滞环控制。与此同时对磁链也进行滞环控制，其控制方式与对转矩控制相似，都是通过选择电压矢量来实现其滞环控制，保持磁链基本保持在一个恒定值上下小幅波动。
2 磁链观测器的实现
本文采用一种新的方法解决磁链计算当中存在的问题，电压法计算磁链依据式（4）进行建模，程序实现时一般采用低通滤波器（LPF）代替积分器进行计算，磁链观测器采用二级低通滤波器，加入积分进行动态修正。相对于一级低通滤波器而言，二级滤波器可以更准确的逼近真实的磁链计算相位，相位误差会较大幅度减小，同时也会使得计算出的磁链幅值与真实值更加接近。加入积分器主要为了消除对电机感应电动势采样过程带有的直流偏置，该积分模块通过转速计算出积分周期，前端通过滞环比较出积分周期个数k， k个电周期积分一次，根据傅里叶变换，该方法可以计算出二级滤波后信号带有的直流分量，然后在而二级滤波后信号中去除直流分量，得出不含有直流分量的、相位以及幅值较精确磁链计算结果。
η= （8）
η>1+γ or γ<1-γ k=k1 （9）
1-γ<η<1+γ k=k2（10）
式中γ为滞环宽度系数，ω为电角速度，ω*为给定转速计算出的角速度，η为二者的比例系数，反映出电机的旋转状况，也可以反映出电机是处于稳态运行，还是动态调整的过程中，当第一式成立时电机处于动态调整过程中，此时积分周期个数k应取较少的个数k1，当第二式成立时电机正处于稳态运行，此时积分周期个数k可以取较大的个数k2。从该种算法中看出，该算法更加适于转动惯量较大的电机，尤其是当电机稳态运行时，效果更加明显。
3 结论
本文针对一台磁齿轮电机，将直接转矩控制算法应用到其风力发电控制系统当中，对其进行了理论分析、仿真测试、实验测试。通过本文研究得出和验证以下结论：
①磁齿轮电机具有低速大转矩特性，因为其有磁场调制功能，所以在运行当中，相对于普通的永磁电机，有较高的转矩电流比。
②针对磁齿轮电机，MATLAB/Simulink 仿真和实验结果验证了所提直接转矩控制方法的有效性，利用DSP编写控制程序的实验过程中，体现出了DTC简洁明了、易于程序实现的特点。
③本文提出了一种新的磁链计算方法，该方法易于编程化实现，通过实际的控制，验证了该方法的可行性。
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永磁同步风力发电机 第4篇
风力发电是一种目前开发火热的可再生能源,但是目前风机转换效率很低,风电建设成本很高,所以最大限度的提高风力发电机的最大功率输出是目前在研究的热门话题。风力发电机有两种机型,一种是双馈异步风力发电机(DFIG),一种是永磁同步风力发电机(PMSWG)。双馈异步风力发电机应用相当广泛,技术也非常成熟。永磁同步风力发电机较多的用于小型风力发电系统,随着其优越性能的体现,永磁同步发电机在风电领域应用越来越广泛,功率等级也越来越大。目前,对于永磁同步风力发电机的电路拓扑结构各不相同,最大功率跟踪技术也多种多样。
现在运用较多的永磁同步风力发电机最大功率跟踪控制算法需要测量的变量较多,其中转速是必不可少的一个测量变量,但有时因为震动或者其他原因,转速测量并不是那么精确,或者一些小型的永磁同步风力发电机其转速测量实现起来并不像大型风力发电机那么容易。所以通过转速变量来实现永磁同步风力发电机的最大功率跟踪技术存在一定的不可靠性。所以,研究新的最大功率控制方法也显得很有必要。
本文将会以Buck-Boost Chopper电路为基础,对永磁同步风力发电机全功率变流器直流侧电压进行控制,采用爬山搜索法实现永磁同步风力发电机最大功率输出。
1 风力发电机运行原理
风力机的功率与风速的三次方成正比[1],即:
其中:ρ为空气密度,单位为kg/m3;S为风机叶片扫过的面积,单位为m2;v为风速,单位为m/s;CP为风力机输出功率的功率系数,小于0.59,一般在0.3~0.5之间。
叶尖速比:
其中:ω为风机角速度,单位为rad/s;n为风机转速,单位为r/min;R为风机叶轮半径,单位为m;功率系数CP与叶尖速比λ为非线性关系,如图1所示。
根据公式(1)、(2),可知在某一风速下,只要寻找到最大的功率系数CP,也就是最佳叶尖速比λ,就可以追踪到风机最大功率,经过长期的积累,形成了以下几种常用的最大功率控制方法:
(1)叶尖速比法:系统根据实时测量的风速v和风机转速ω计算出叶尖速比λ并构成叶尖速比闭环控制系统,如能一直保证λ=λopt也就保证了系统工作在最大功率点[2]。
(2)功率曲线跟踪法:实时测量不同风速下风机转速ω和风机输出功率P,跟随设定好的功率曲线进行最大功率跟踪[3]。
(3)爬山搜索法:此方法不需要对风速测量,也不需要风力机的精确的功率曲线,仅仅通过对发电机功率与转速的变化关系,来判断是通过增加转速还是降低转速来搜索最大功率。转速变大时,如果功率也增大,则继续增加转速来搜索最大功率点;如果功率降低,则降低转速来搜索最大功率点。转速降低时也是如此。
2 不控整流升降压斩波电路分析
以Buck-Boost Chopper电路为例进行分析,如图2所示将整个系统分为四个部分:发电机、不控整流、斩波电路、负载(蓄电池或逆变器),这四个部分都可以看作相对独立的。注意:斩波电路输入与输出反向[4,5,6,7]。
图2中Ea、Eb、Ec为发电机a、b、c三相定子感应电动势;Xa、Xb、Xc与Ra、Rb、Rc为发电机定子电抗与电阻;X=Xa=Xb=Xc与R=Ra=Rb=Rc;Ug、Ig为发电机定子输出相电压、相电流;Udc、Idc为整流后的直流电压、电流;Uload、Iload为负载电压、电流。
对于负载来说,其特性要求非常重要。如果是蓄电池,要求其容量足够,蓄电池本身也是完好的,这样可以稳定负载侧直流电压Uload;如果是逆变器,则需要通过对其变换器的控制,使负载侧直流电压Uload保持不变。负载电阻:
通过对Buck-Boost Chopper电路IGBT(绝缘栅双极晶体管)占空比的控制可以直接控制Udc的大小。设定IGBT占空比为α,根据功率守恒原则,直流电压Udc与负载电压Uload的关系为:
直流电流Idc与负载电流Iload的关系为:
直流电阻Rdc与负载电阻Rload的关系为:
由上述公式可得当占空比α<0.5时,输入电压大于输出电压,为降压电路,Rload
由公式(4)、(7)可以计算出直流电压Udc与发电机定子相电压Ug的关系为:
根据功率守恒原则,直流电流Idc与发电机定子相电流Ig的关系为:
发电机定子每相绕组的感应电动势E为:
其中,p为电机极对数;n为电机线速度,单位r/min;ω为电机角速度,单位rad/s;Nk为电枢每相绕组的有效匝数;Ф为每级磁通。
不考虑功率损耗,发电机输出功率:
由公式(8)、(9)、(11)得功率的表达式:
由公式(10)带入公式(12),整理得:
由公式(13)可知:每给定一个转速ω的情况下,都有一个x,即占空比α,使得风机工作在最大功率点。为了防止发电机定子侧以及直流侧过电压,占空比α不能太小,α范围设置为1/3~1,相应x的取值范围为2~0。当风力发电机刚刚启动的时候,占空比α可以取较小的值,以提高发电机在低风速时的出力。
3 基于爬山法最大功率算法的实现
基于爬山搜索最大功率算法[5],如图3所示为发电机功率-转速曲线。
根据功率与转速曲线可知,在某一固定风速下,发电机存在某一转速,可以使发电机处于最大功率输出状态。当发电机处于最大功率输出的时候,满足:
由于离网型风力发电机大多数都是小型发电机,出于成本和安装工艺的考虑,一般不会对转速进行测量。即使对转速进行测量,也可能会因为各种各样的原因,转速测量不准确。所以在控制策略中不再依赖对转速的测量,根据公式(13),可将爬山策略建立在功率与占空比的变化关系上,即d P/dα。
根据公式(14),对其进行分解得:
根据公式(4)、(8)得:
忽略发电机内部损耗,根据公式(10):
所以,存在:,使得功率处于最大点。
如图4所示:G为发电机最大功率工作点;Δx为x值的变化步长,变化后的x值减去变化前的x值;ΔP为x值变化时,相应的功率变化量,变化后的功率值减去变化前的功率值。
最大功率跟踪具体步骤如下:(1)初始某一风速v下,发电机转速为ω,当前工作点为A,此时x=xa,P=Pa。(2)x增加一个步长Δx,此时x=xb,功率也发生变化ΔP,P=Pb;(3)如果ΔP>0时,则继续增加x一个步长,功率也相应的变化ΔP,直到ΔP=0,既运行在最大功率点上;(4)如果ΔP<0时,则减小x一个步长,功率也相应的变化ΔP,如果ΔP>0,则继续减小x,直到ΔP=0,使系统工作在最大功率点上。(5)当初始情况下x减小一个步长Δx,其最大功率搜索逻辑和上述一致。
注意:最大功率点ΔP不是完全等于0的,只是ΔP小于一个很小的数值。具体的流程图如图5所示。
以上最大功率搜索时建立在固定风速、固定转速之下,当风速发生变换时,相应的转速也会发生变化,风机将会运行在新的P-x曲线上。同样,根据上述方法在新的P-x曲线上进行最大功率搜索。由于x=(1-α)/α,可知x与α是一一对应的关系,当x处于某值的时候存在最大功率,必然会有一个占空比α,使得发电机功率处于最大值。
4 系统仿真
1)仿真参数
现在以一台离网型10 k W风力发电机为例进行仿真,仿真软件为Matlab/Simulink。具体仿真参数如下:发电机参数:极对数p=10,额定功率PN=10k W,额定转速n=200 r/min,定子每相串联匝数N1=228,每极主磁通Φ=6.616×10-3Wb,定子电阻Rs=0.362Ω,定子直轴电感Ld=6.5 m H,定子交轴电感Lq=13.5 m H;蓄电池参数:标称电压为300 V DC,蓄电池容量为1 000 A·h,初始容量为75%,蓄电池内阻为0.003Ω。
2)仿真过程
使发电机转速维持在200 r/min(额定转速),改变Buck-Boost Chopper电路IGBT的占空比,观察输出功率的变化如图6所示。
由图6的仿真波形得到当占空比在0.72时,发电机在额定转速下得到最大功率,P=10.6 k W。
3)仿真结果分析
发电机维持在额定转速,当占空比从0逐渐增加到1的过程中,发电机功率曲线呈山峰形状,在IGBT某一占空比下找到最大功率点,从而验证了算法的正确性。同样在其他转速下也能得到同样的仿真结果[8]。
5 结语
本文是基于斩波电路的反向应用来实现对风力发电机输出功率的控制。从仿真中可以看到,本文所建立的永磁同步风力发电机组模型的正确性,实现了Buck-Boost Chopper电路输入电压的控制和风力发电机最大功率的追踪,也进一步验证了本文所使用的控制策略的有效性。该控制策略同时适合于离网型永磁同步风力发电机控制和并网型永磁同步风力发电机;不仅Buck-Boost Chopper电路能实现该控制策略,其他一些斩波电路也可以实现该控制策略。总之,由于电力电子技术的发展,使得风力发电机控制由比较单一的机械控制,转向了手段丰富的电气控制,要想实现更好的控制,还需要进一步探索。
摘要：介绍了风力发电机运行原理,以及常用的风力发电机功率跟踪技术。在Buck-Boost Chopper电路的基础上,对其进行反向应用,推导出永磁同步风力发电机功率和Buck-Boost Chopper电路IGBT(绝缘栅双极晶体管)占空比的关系式。采用爬山搜索法对风力发电机最大功率进行搜索,并通过Matlab/Simulink仿真得出了整个推断的正确性。
关键词：永磁同步风力发电,斩波电路,最大功率跟踪,爬山法
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永磁同步风力发电机 第5篇
9月17日，工业和信息化部在太原组织召开了高效高压永磁同步电动机节能技术鉴定会，邀请国家稀土永磁电机工程技术研究所中心主任唐任远院士、上海电科所金惟伟所长、天津大学王晓远院长等多位国内电机领域知名专家组成鉴定委员会，工信部科技司副司长韩俊、节能司副司长高东升、省经信委总工程师杨永辉、节能处处长张占祥、省发展改革委、省科技厅、省国防科工办等参加了会议。（莱普乐注塑机节能改造网）
山西北方机械制造有限责任公司隶属于中国兵器一机集团，高效高压永磁同步电动机是该公司响应国家节能减排号召，推进军工技术民用化，于2008年开始着力研制开发的工业节能产品，在磁场分析匹配、降低损耗、优化热平衡和动平衡等方面取得了重大突破，并于2012年7月通过山西省科技厅组织的成果鉴定，具有效率高、节电率高、安全本质度高及温度低、噪音低、维护成本低等特点。目前已完成33种机型的设计，获得各项专利授权8项。样机先后在首钢、大唐国电张家口电厂等十多家单位试用，反映良好。
永磁同步风力发电机 第6篇
关键词：永磁同步发电机；空间矢量脉宽调制；调制比；载波比；谐波损耗
中图分类号：TM315 文献标识码：A
文章编号：1674-2974（2016）10-0087-07
Abstract：Permanent magnet synchronous generator is directly connected with PWM converter in the wind power system based on direct-driven permanent magnet synchronous generator， which results in the increase of the stator losses of the permanent magnet synchronous generator， and even leads to the irreversible demagnetization of permanent magnet materials. To solve this problem， this paper analyzed the influence of amplitude modulation radio and frequency modulation radio on eddy current losses and stator losses of permanent magnet synchronous generator under SVPWM modulation. Finally， this paper compared the results of AnSoft simulation and Fourier analysis with the results obtained from the calculation models of this paper， which verifies the correctness of the calculation model proposed. The calculation models presented have reference value for setting proper amplitude modulation radio and frequency modulation radio under SVPWM modulation. This can ensure the safe operation of the permanent magnet synchronous generator.
Key words：PMSG； SVPWM； amplitude modulation radio； frequency modulation radio； harmonic losses
永磁同步发电机具有效率高、维护方便、控制性能优越等优点[1-2].因此，直驱式永磁同步发电技术逐渐成为余热发电、测量传动等领域研究的焦点并得到广泛应用.
但对于直驱式永磁同步风力发电系统而言，永磁发电机与PWM变流器直接相连，使永磁同步发电机谐波含量增大，引起永磁同步发电机发热，甚至会导致永磁材料不可逆去磁[3-4].因此对永磁同步发电机损耗的研究变得越来越重要.
文献[5]分析了电机控制策略对电机损耗的影响，并提出矢量控制可以减小电机的损耗.文献[6-7]在此基础上，对基于id=0矢量控制下永磁电机的损耗进行了分析，提出id=0控制中id值与永磁电机的损耗大小之间的关系.文献[8]同时兼顾矢量控制和电机损耗，对基于id=0矢量控制下永磁电机运行不同工况下的各区域损耗进行有限元分析.上述文献具有较强的工程实用性，但文献均没有考虑矢量控制中调制参数对永磁同步发电机损耗的影响.
PWM调制会在电机中产生较大的谐波电流，从而使得电机定子磁动势中的时间谐波增大，产生很多相对于定子以不同速度旋转的谐波磁场，导致定子铁心损耗增加.因此，对SVPWM调制下谐波分析是必要的.本文在上述文献的研究基础上，分析了基于矢量控制的SVPWM调制策略下，调制比与载波频率对永磁同步发电机各区域损耗的影响，并应用AnSoft联合仿真对SVPWM调制策略下调制比与载波频率对永磁同步发电机谐波损耗影响的规律进行了研究.最后搭建了实验平台，将实验结果与 AnSoft联合仿真进行有限元数值计算的结果进行了对比，验证了本文仿真结论的正确性.
2 永磁同步发电机谐波分析计算模型
2.1 永磁同步发电机谐波铜耗计算模型
电机运行时，定子绕组趋肤效应使导线的有效截面积减小，从而导致导线的等效电阻增加，特别是在高频情况下，导线的电阻会随着频率的增加而显著增加[10-11].基于矢量控制的SVPWM调制策略下，永磁同步电机谐波频率较高，为准确计算铜耗，趋肤效应还应考虑不同频率下的电阻增加系数.因此，永磁同步发电机谐波铜耗为[12]：
3 SVPWM调制下发电机损耗分析
3.1 仿真参数及AnSoft有限元模型
本文分析的永磁电机参数如表1所示，由于电机磁场呈周期性变换，为了研究SVPWM调制下设置不同调制比与载波频率时，永磁同步电机损耗变化规律及所占比例，本文采用有限元分析软件建立电机的1/8模型进行分析，模型如图3所示.
为了研究SVPWM调制下设置不同调制比与载波频率时，永磁同步电机定子铁心各区域损耗的变化规律，本文对电机铁心进行区域划分，将其分为齿顶、齿身、齿根、齿轭4部分，其模型如图4所示.
设置不同调制比与载波频率时永磁同步电机铁耗分布云图如图5所示.
根据上述仿真参数及模型，分别计算f=5 kHz，M=0.6，0.7，0.8，0.9及M=0.85，f=3 kHz，4 kHz，5 kHz几种情况下永磁同步发电机定子电流，铁耗、铜耗及转子铁心损耗与涡流损耗，并研究了损耗随调制比与载波频率的变化规律.
3.2 调制比对谐波损耗的影响
直驱式永磁风力发电系统中，为保证机侧整流器采用SVPWM调制时处于线性可调制状态，则机组直流母线电压Edc与发电机线电压幅值Ug之间必须满足以下关系[13]
保持载波频率f=5 kHz不变，M=0.6，0.7，0.8，0.9不同情况下，发电机定子电流及FFT电流畸变率分析结果如图6所示.
对比图6（a）～（d）， 根据定子电流波形及损耗随M=0.6，0.7，0.8，0.9变化的规律可以看出，随着调制比的增大，发电机定子电流的幅值逐渐减小，发电机定子电流畸变率也略有减小.但调制比变化主要影响发电机定子电流的幅值，而对电流的畸变率的影响很小.
保持载波频率f=5 kHz不变，分别设定不同的调制比M=0.6，0.7，0.8，0.9，利用AnSoft计算发电机损耗的结果如表2所示.
综合图6与表2可知，当载波频率一定时，随着调制比的增大，由于发电机定子电流的幅值及畸变率均减小，因此， 当载波频率一定时，随着调制比的增大发电机的定子、铜耗、转子损耗也减小.
由图7所示不同调制比下损耗分布的情况可知，发电机铜耗占发电机额定功率的比重最大，为1.5%左右.而综合图6与表7可知，由于调制比变化主要影响发电机定子电流的幅值，而对电流的畸变率的影响很小.因此，图7中调制参数M每增大0.1对铜耗的变化最大.
3.3 载波频率对谐波损耗的影响
保持载波频率M=0.85不变，在f=3 kHz ，4 kHz，5 kHz不同情况下，分析了发电机定子电流及FFT电流畸变率，其分析结果如图8所示.
对比图8（a）～（c）可知，随着载波频率的增大，发电机定子电流畸变率增大，相比图6，载波频率变化对发电机定子电流的幅值没有影响.
保持调制比M=0.85不变，分别选取载波频率f=3 kHz ，4 kHz ，5 kHz，针对不同的f取值，计算电机各部分的损耗，其结果如表3与图9所示.
综合表3与图9可知，当调制比一定时，随着载波频率的增大，发电机的定子铁耗、铜耗、转子损耗均减小.对比f=3 kHz，kHz，5 kHz不同载波频率下损耗的大小可以看出，发电机铜耗占发电机额定功率的比重最大，为1.4%左右.但由于载波频率主要影响定子电流的畸变率，因此载波频率对定子铁心损耗与转子损耗的影响最大，对铜耗的影响最小.
4 结 论
本文应用AnSoft联合仿真进行有限元数值分析研究了基于矢量控制的SVPWM调制策略下，调制比与载波频率对永磁同步发电机各区域损耗的影响.结果表明，调制比与载波频率增大，永磁同步发电机的铁耗、铜耗及转子损耗均减小.当载波频率一定时，调制比每增大0.1对发电机铜耗的影响最大；而调制比一定时，载波频率每增加1 kHz，对发电机铁耗及转子损耗的影响最大.本文的研究结果为SVPWM调制策略下设定合理的调制比与载波频率以保障永磁同步发电机的安全提供了参考.
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永磁同步风力发电机组的滑模控制 第7篇
本文以永磁同步电机为研究对象, 建立完整的PMSM模型, 包括空气动力学部分模型 (风力机模型和传动系统模型) 、发电机模型, 提出发电机机械部分的转速制策略和电气部分的转速控制策略, 对永磁同步电机的控制策略进行了研究。根据风力机的空气动力学模型, 通过滑模变结构控制策略的基本原理, 完成了风力机速度环和位置环控制器参数的设计。在硬件设计的基础上, 编写了系统的软件部分。在滑模变控制原理的设计基础下, 给出控制策略的仿真模型及实现方法, 进行仿真验证和分析, 验证了理论的可行性。
1 永磁同步风力发电机的数学模型
变速恒频永磁同步风力发电机组结构包括如下几个基本组成部分:风力机、发电机、直流/交流逆变器、控制系统等。
风力机将捕获的风能转换为机械能来驱动永磁发电机。永磁发电机的转速随着风速的变化而变化, 因而发出的电能是电压和频率都变化的电能。为了得到恒压恒频的电能就必须进行交直交变流, 再通过滤波器滤波将逆变器输出变换成正弦波输出, 使输出功率保持恒定。
风力机是整个风力发电系统能量转换的首要部件, 它不仅决定了整个风力发电系统装置有效功率的输出, 而且直接影响机组的安全稳定运行。其输出功率主要受三个因素的影响:可利用的风能、发电机的功率曲线和发电机对变化风速的响应能力。在任何风速下, 只要λ=λopt, 就可维持风力机在Cpmax下运行, 即稳态运行时, 对于固定的桨距角β, 存在最优叶尖速比λopt和最大风能利用系数Cpmax。因此风轮转速必须随风速变化而变化从而保持最优叶尖速比λopt不变。
三相永磁同步电机是一个具有多变量、强祸合及非线性的复杂系统, 要想对它进行直接的控制是十分困难的, 因此需要借助Park坐标变换, 将它解耦, 使各物理量从静止坐标系转换到同步旋转坐标系, 此时, 同步坐标系中的各空间向量就都变成了直流量, 这样就把定子电流中的励磁分量和转矩分量变成标量独立开来, 对这些给定量实时控制, 就能达到直流电机的控制性能了。
图1为永磁同步发电机的数学模型。根据坐标变换前后基波合成磁动势等效的原则, 可将三相静止坐标系A, B, C也可将坐标系固定在转子上, 在空间随同转子以电角速度ω一起旋转, 得到两相旋转坐标系d, q, 定义坐标系中d轴与转子磁极轴线重合, q轴逆时针超前d轴90°空间电角度, d轴与A相定子绕组的夹角为θ。
2 永磁同步风力发电机滑模控制器的设计
2.1 控制策略概况
风力发电的控制方式有恒速恒频与变速恒频两种, 发电系统一般采用普通的同步发电机或感应发电机。由于同步发电机输出电能的频率满足f=p/60n的关系, 要使频率f保持不变, 应使发电机的转速n保持不变。保持发电机转速不变需要改变风力机对风能的利用率, 所以恒速恒频风力发电系统不能实现风力机的最大风能利用。
变速恒频风力发电系统在风力发电过程中可以让风车的转速随风速而变化, 不必保持风力机转速恒定, 而是通过其它控制方式来得到恒定频率的电能, 因此它能够实现风力机持续运行在Cpmax的点上 (即风能利用系数保持最佳值) , 实现最大风能利用。
2.2 滑模变控制的基本原理
变结构控制本质上是一种特殊的非线性控制, 其非线性表现为控制的不连续性。所谓变结构系统, 是指系统在整个运行调节过程中, 有几个不同的调节器结构。根据运行参数的变化使系统环节间的联接方式发生变化。建立变结构系统的基本思想在于组织好这几个调节器结构, 并根据控制指标和控制要求, 在对对象的控制过程中选取不同的调节器进行切换, 以便在每一控制过程和控制时段最大限度地利用各个调节器的良好性能。由于变结构控制自身的非线性及其高速切换, 它特别适用于风力发电机组复杂多变量非线性系统对象的控制[1,2]。
滑模控制 (变结构控制) 系统是指存在一个或几个切换函数, 当系统的状态达到切换函数值时, 系统从一个结构转换成另一个结构的系统, 也就是在控制过程中, 系统结构 (或称为模型) 可发生变化的系统。
在滑动模状态下, 系统响应仅与对象本身参数及切换超曲面选择有关, 而与系统参数变化、外界干扰及控制量无关, 控制量仅用于确保系统状态产生滑动模[4]。
2.3 速度环变结构控制设计
在变速恒频永磁同步风力发电中, 由于风能的不稳定性和捕获最大风能的要求, 发电机转速在不断地变化, 而且经常在同步速上、下波动, 这就要求发电机不仅要有良好的变频输入、输出特性, 而且要有能量双向流动的能力。采用变结构控制方法, 很适合这种“开关”工作模式的功率电子器件的控制。
滑模变结构控制的关键在于开关面函数的选取。考虑理想情况, 忽略粘性摩擦时, 根据永磁同步电机的解耦状态方程式, 令状态变量x1=ωref-ωr代表速度误差, x2=x1'作为速度滑模变结构调节器输入, 调节器输出即电流给定u=iqref, 从而得速度环滑模变结构调节器。
在设计速度调节器时, 为了削弱滑模控制的抖动, 使转矩平滑, 提高稳态精度, 在滑模变结构调节器与对象之间引入积分补偿环节, 可以将滑模变结构调节器输出的开关信号转化为平均转矩指令信号, 从而避免将控制直接作用对象而导致大的转矩脉动甚至激发机械共振。通过理论分析可知滑模变结构控制是Lyapunov意义下渐近稳定的[5]。
2.4 位置环变结构控制设计
位置环滑模变结构调节器的输出为速度闭环的速度给定位置环滑模变结构调节器的设计对被控系统模型精度要求不是很高, 可将速度闭环系统等价为拉普拉斯一阶系统, 通过分析可得位置环滑模变结构调节器结构。
3 滑模控制MATLAB仿真及分析
3.1 逆变控制系统的原理和软件实现
PWM (Pulse Width Modulation) 控制是对脉冲的宽度进行调制的技术, 即通过对一系列脉冲的宽度进行调制, 来等效的获得所需要的波形。PWM控制方式就是对逆变电路开关器件的通断进行控制, 使输出端得到一系列幅值相等而宽度不相等的脉冲, 用这些脉冲代替正弦波或需要的波形。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制, 既可改变逆变电路输出电压的大小, 也可改变输出频率。目前利用PWM调制来调节输出电压和降低谐波含量是目前最为普及的技术, 在中小功率的逆变电源中应用十分广泛。
逆变控制系统的主程序采用汇编语言编写。DSP芯片首先初始化SA4828, 开中断系统。传送完控制参数后, 输出PWM控制信号, 逆变器开始工作。工作过程中, DSP芯片不断的处理PWM输出的电压检测反馈回来的信号, 控制SA4828调整输出的PWM控制信号, 控制系统的输出状态, 以满足系统的性能要求。
3.2 滑模变结构控制方案的仿真
基于串级滑模变结构控制方案组成的风力永磁同步发电机控制系统的仿真结构图如图2所示。
从模拟结果可以看出, 滑模控制器在系统中表现了良好的动态特性:在低速、常速和高速条件下, 都可以观测到同样的动态特性, 特别是在高速风况下, 滑模控制器可以有效抑制系统的扰动, 兼顾最大功率系数的跟踪和良好的发电质量。
参考文献
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永磁同步风力发电机 第8篇
随着环境与能源问题的日益严重,可再生能源的利用越来越受到人们的重视,其中风能具有分布广、储量大、利用方便等优点,是最具大规模开发利用前景的新能源之一。风力发电是风能的主要利用方式,目前风力发电正向着大容量、直驱发电的方向发展。由于风力机转速很低,因此在传统的风力发电系统中,发电机必须通过齿轮箱提升转速才能正常工作,直驱是指风力机与发电机之间直接连接,取消了增速齿轮箱,这样可以降低维修费用、减少噪音、提高系统效率及稳定性。目前直驱率先在永磁同步机风力发电系统中得到实现,其发电机采取了特殊设计方案,在低转速时仍能正常工作,另外永磁机无需励磁,效率高、能量密度大、稳定性好,同时随着永磁材料的发展,成本不断降低,因此直驱式永磁同步机风力发电系统具有良好的发展前景。
传统的直驱式永磁同步机风力发电系统结构如图1所示,发电机输出接背靠背PWM变换器,将发电机输出的变频变幅电逆变为工频电送到电网。此系统整流器部分控制复杂,另外由于有两套PWM三相整流桥,开关损耗问题亦比较突出。本文在有关研究的基础上[1~5],提出了一种新型的永磁同步电机风力发电系统。此系统较以前的系统结构简单、控制方便、相应的成本亦较低,同时还能实现最大功率点跟踪以及高质量单位功率因数电能传送,具有较高的能量转换效率。
2 最大功率点跟踪
2.1 风力机功率特性
风力机依靠风带动旋转从而将风能转换成动能,由于风经过风力机之后速度并不会完全降到零,因此风力机只能吸收部分风能。根据贝茨定理,风力机实际得到的有用功率为:
式中:CP为风能利用系数;Pmec为风力机实际获得的轴功率,单位为W;ρ为空气密度,单位为kg/m3;S为风轮的扫风面积,单位为m2;v为上游风速,单位为m/s。
其中CP的值是桨距角β与叶尖速比λ的函数,当系统正常工作时,β通常保持不变,如图2所示为CP在某固定β下与λ的对应关系。CP理论上的最大值约为0.593,但实际上,由于风向波动以及机械损耗等其它因素,其最大值只能达到0.4左右。叶尖速比λ的定义如下:
式中:ω为风力机风轮角速度(rad/s);R为叶片半径(m)。
结合式(1)、(2)以及图2可以得到在不同风速下风力机输出的机械功率Pmec与风力机转速ω的关系,如图3所示,其中v1、v2、v3表示风速。
2.2 最大功率点跟踪(MPPT)算法
由图3可以看出,风力机的功率曲线均为单极值曲线,某一风速下的最大功率点就在极值点上,在最大功率点时有:
因此可以采用爬山法来跟踪最大功率点,即主动调节风力机的转速,然后判断Pmec的变化率,当变化率为零时即到达最大功率点。具体算法流程如图4所示。
其中ωref(n)代表转速指令,sign(n)代表调节方向。系统从一个初始转速指令开始进行工作,然后每次循环主动地增加或减小一个指令步长,变化方向由最近两次功率大小比较结果决定。如果本次功率大于等于上次功率,则继续保持上次的调节方向;如果本次功率小于上次功率,则改变调节方向。以图3中风速v3为例,首先,系统设定一个初始转速指令ωref(0)=ωG,待系统运行稳定后系统工作在G点,记录下初始功率Pmec(0),然后按照初始调节方向sign(0)=1增加转速指令一个步长ωstep,待系统再次稳定后,比较Pmec(1)与Pmec(0)。如果Pmec(1)≥Pmec(0),则保持原调节方向;如果Pmec(1)
这种算法同样适用于风速变化的情况下。以图3中风速由v3变到v2为例,假定风速为v3时系统已经跟踪到最大功率点即工作在A点,当风速瞬增大到v2时,如果电机惯性较大,则转速基本保持不变,工作点变成了B点,然后在v2曲线上逐渐跟踪到最大功率点即C点;风速突然减小的过程也类似,如图3中,风速由v1突变到v2,则工作点会从E点突变到D点,然后逐渐跟踪到C点。上述过程中,由于原稳定状态时的调节方向正反都有可能,在突变之后的第一次调节可能是朝着错误的方向调节,但之后就会正常工作,因此没有影响。
如图5所示为某最大功率点附近的功率特性图。图5中以转速增加到最大功率点附近为例,当工作点由B点变到C点时,已经过了最大功率点,但是由于PC>PB,因此算法仍会增加一个步长,直到D点时才判断出功率减小又开始改变调节方向,在最大点附近会一直保持振幅为两个步长的波动。此问题可以通过尽可能地减小步长来解决。
3 主电路结构及调节方法
3.1 主电路结构
根据上述MPPT算法,采用如图6所示的主电路结构。其中,传统系统中的PWM整流器用二极管整流桥以及直流变换器代替,二极管整流桥无需控制,大大简化了系统。考虑到发电机输出电压有可能不够高,直流变换器应该是具备升压能力的直流PWM斩波变换器,本系统采用结构简单的Boost电路,并未从性能方面多加考虑。PWM逆变器采用技术成熟、控制方便的SAPWM变换器,一方面维持母线电压稳定,一方面以单位功率因数输送能量。
3.2 直流环节
由上述可知,要想实现最大功率点跟踪就必须要控制风力机的转速即要控制发电机的转速。由于PWM变换器保持Vdc不变,因此转速调节功能由直流环节来实现,其控制系统如图7所示。
为了简化分析,假设发电机为隐极同步电机,不计磁饱和,忽略电枢电阻,忽略温度变化对永磁体磁通的影响。E0为主磁通Φ0在定子绕组中所感生的激磁电动势,E0=4.44f1N1kw1Φ0,由于永磁体所产生的主磁通量Φ0、定子匝数N1、基波绕组系数kw1都是常数,因此E0只与f1成正比关系,也即与转速ω成正比关系;Xs为其每相等效电抗,也与转速ω成正比关系。另外当Boost电路中CDR与L都足够大且工作在CCM模式下时可近似认为iL平稳无波动,故可以将图7中CDR后续部分用一个电阻等效,系统稳态等效电路如图8所示。如图9所示为等效电路稳定运行时的仿真结果。
仿真中,假设发电机电转速达到2400 rpm/s且运行稳定,则E0频率为40 Hz,通过不断改变RDC来得到不同的直流电压VDR与输出功率P。从图9中可以看出,随着电压VDR的降低,功率会增大。
系统稳定时VDR与VDC满足下述关系:
由于PWM变换器维持VDC不变,调节α就可以调节VDR。一般可认为电机常数远大于电气常数,因此通过调节α来调节VDR直至稳定的过程中可认为电机转速保持不变,即认为VDR变化过程中,E0与Xs均保持不变。
假定系统在某工作点稳定运行,如果ω突然降至ω',则调节器输出β=1-α升高,由式(4)可知,VDR随之升高,由图9可知,此时系统输出功率会减小,这意味着电磁转矩也会减小,而输入转矩保持不变,电机又重新升速至ωref;ω突增之后的调节过程亦类似,因此图6所示结构具备转速调节功能。同时,由于发电机输出电压往往比较低,通过直流环节的升压之后能够保证PWM变换器正常工作。
3.3 单位功率因数三相SAPWM变换器[8]
网侧逆变器采用三相间接电流控制电压型SAPWM变换器,其结构如图10所示。在整流桥三相交流侧产生幅值、相位可调的PWM波,其主要功能一是维持直流母线电压稳定以保证直流调速环节正常工作;二是以单位功率因数向电网输送能量。如图11所示为R相等效图,忽略电阻R,则各量满足下述关系:
式中:U!R为电网电压;U!X为电感电压基波;U!R'为交流侧PWM电压基波。
由于U!R不变,U!X与电流关系固定,可以通过控制整流桥交流侧电压基波来控制交流侧电流,如图12所示为单位功率因数时相量图,可实现单位功率因数发电。它利用优化的鞍形调制波SAPWM进行调制,较传统SPWM调制提高了直流电压利用率,在一定程度上减小了谐波含量[7],且无需电流反馈控制,算法实现简单。另外由于采用固定开关频率控制,有利于降低功率开关管损耗和应力,及三相交流电感的设计,从而实现软开关控制[6]。
3.4 风力机定性模拟
在实验室条件下必须实现风力机的模拟。只要模拟设备的功率特性是单极大值曲线就能适用上述MPPT算法,因此如果只是验证此方法的可行性时没有必要进行精确模拟,只要能输出单极大值功率曲线即可。本文用一台变频器拖动一台笼型异步电机即可实现定性模拟。在Matlab中对其内置的一台4 k W、2对极电机模型进行仿真,分别记录其在40、45、50Hz供电下的输出功率值,仿真情况如图13所示。从图中可以看出异步机输出功率特性与风力机类似,并且可以通过让变频器输出不同频率来模拟不同的风速。
4 实验结果
如图14所示为两组实验实验的波形。其中实验Ⅰ的步骤为:(1)0-20s,变频器输出50Hz,电机空载;(2)20-40s,PWM变换器开始工作;(3)40-60s,直流环节开始工作,在初始设置点运行;(4)60-160s,最大功率点跟踪;(5)160-180s,直流环节停止工作;(6)180-200s,PWM变换器停止工作。实验Ⅱ的步骤为:(1)0-100s,变频器输出50Hz,系统稳定运行;(2)100-250s,变频器输出变为40Hz,系统追踪最大功率点;(3)250-350s,变频器输出变为45Hz,系统追踪最大功率点;(4)350-500s,变频器输出变回50Hz,系统追踪最大功率点。实验参数为CDR=2200μF,CDC=2700μF,LDC=20.5m H,交流侧电感为5.22m H,线电压为100V,直流母线电压设定值100V,异步机0.75k W、380V、2.0A,永磁同步机300V、3.1A。
图14(a)、(b)分别为实验Ⅰ中的电流波形与转速情况,可以看出在步骤(4)中,随着转速逐渐逼近最大功率跟踪点,输出电流亦不断增大,最终在大约100 s的地方开始进入最大功率区,如上所述转速将会在最大点附近有微小振动,但是此时功率几乎保持恒定,因此影响不大。图14(c)、(d)分别是实验Ⅱ中的电流波形与转速情况,用不同频率供电下的异步机模拟风力机,可以看出随着频率的改变,系统的输入特性随之改变,最佳运行速度也随着改变,系统在跟踪到最佳转速的同时,系统也输出了此变频器频率下的最大电流即输出最大功率。图14(e)为50Hz最大功率点时系统的输出电流与网侧电压的波形,可以看出电流波形正弦度高、波形畸变小,与电网电压基本成180°,实现了单位功率因数并网发电。
5 结论
本文提出了一种新型的直驱式永磁同步电机风力发电系统结构,并详细地分析了其工作原理。实验表明,该系统能正确地追踪最大功率点并能实现单位功率因数发电。与传统的采用双PWM变换器的系统相比,该系统结构简单、控制方便、成本较低、开关损耗较小,另外由于采用了爬山自寻最大功率点算法,无需精确风力机特性,具有较高的实际应用价值。
参考文献
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永磁同步风力发电机 第9篇
在大功率风力发电技术中交流励磁双馈电机发电机(简称DFIG)和直驱永磁同步风力发电机各占有一席之地 [1,2]。DFIG风力发电系统中,风力机与发电机之间的转速匹配是一个关键问题,低速运转的风力机与发电机一般需要通过升速齿轮箱连接。大容量齿轮箱价格昂贵、故障率高和维护困难,它的存在已成为风力发电系统进一步发展的瓶颈。因此,研究直驱永磁同步风力发电系统是提高效率和可靠性的有效途径之一。
直驱永磁同步风力发电系统具有变速运行,变桨距调解,低转速,高效率,高功率因数等特点[3]。该发电系统的控制系统主要包括:最大功率跟踪控制系统(MPPT)[4],用于跟踪风机的最大功率,提高风能利用率;网侧逆变器的功率解耦控制系统,用于完成有功功率和无功功率的分别调整[5];变桨距控制系统,用于完成在高风速下的恒功率控制。本文建立了直驱永磁同步风力发电系统中并网逆变器的数学模型,在此基础上采用空间矢量脉宽调制(SVPWM)方式和电网电压合成矢量定向的控制策略,实现有功功率和无功功率的解耦控制[6,7,8,9];用经典PI调解器控制Boost电路的占空比,从而实现了MPPT控制;同样在高风速下用经典PI调解器控制桨距角[10],实现了变桨距恒功率控制。通过MATIAB仿真证明了方案的可行性和正确性。
1 驱永磁同步风力发电机系统
直驱永磁同步风力发电机主系统由风机、直驱永磁发电机、不控整流、Boost电路、直流侧储能电容、PWM逆变器、交流侧滤波电抗器等组成。
不控整流电路具有结构简单、功率因数高等特点,因此被广泛用于PMG发电机机端整流系统中;Boost电路(图3所示)用于发电机MPPT控制;PWM逆变器实现发电机并网控制和功率解耦控制;交流侧滤波电抗器用于抑制变流器输出谐波。在本论文中,PWM逆变器主电路采用三电平逆变电路(图2所示),该电路具有:网侧电流畸变率低,开关频率较二电平变流器低,开关损耗小,交流侧滤波电控器容量小等特点[11,12]。
2网侧变流器控制策略
图1中,设三相电网电压为:
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式中Em为相电压峰值;ω为电网角频率。
设网侧线路总电阻为R,可得:
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式中ik,uk分别为并网逆变器输出电流和输出电压。
经两相静止变换和两相旋转变换后得到在两相旋转坐标系下数学模型为[13]:
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(3)式中ud,uq为逆变器输出电压在旋转坐标系下的d轴和q轴电压;id,iq为逆变器输出电流在旋转坐标系下的d轴和q轴电流;ed,eq为网侧电压在旋转坐标系下的d轴和q轴电压。
在以上动态数学模型的基础上,采用以电网电压合成矢量为定向的控制策略,即:ed=Es,eq=0。
将ed=Es,eq=0代入式(3),同时忽略平波电抗器电阻,整理得[14]:
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为了实现 d,q 轴电流分量的解耦控制,达到有功功率和无功功率的解耦控制,令:
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则有:
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从而实现了电流有功分量id和电流无功分量iq的解耦控制。
网侧变换器的主要控制目标为: ① 维持直流母线电压恒定,并稳定地向电网传输有功功率;② 通过无功电流环控制网侧变换器输出无功功率,从而满足电网对无功功率的要求[15]。
由上述理论推导可见,经典的基于 d,q 坐标系下的解耦控制, 配合简化的SVPWM 矢量控制可很好地实现上述要求。将检测到的电流进行 3/2 变换和旋转变换,得到按电网电压合成矢量定向下的电流分量id,iq采用电流 PI 调节器实现闭环控制,电流调节器的输出为逆变侧输出电压的给定值 u*d,u*q,再经过SVPWM控制逆变器输出三相电压。控制框图如图4。
在图4中,电流分量id,iq反应了发电机输出有功功率和无功功率的大小,故id,iq的整定值i*d和i*q由发电机功率控制系统来确定[16,17]。i*d采用直流侧电压Udc经PI 调节器实现闭环控制;i*q由发电机无功功率给定值Q*以及网侧电压的偏差经PI调节器调节后确定,用于控制变换器与系统间的无功功率交换及变流器网侧电压的稳定;同时应当考虑发电机最大电流Imax对i*d和i*q的约束;从而得到i*d和i*q控制算法框图如图5。
3Boost电路控制及变桨距控制
根据空气动力学的原理可以得出,风轮机输出功率的表达式为:
P=CpρAυ3/2 (6)
公式(6)中P为风轮机输出功率,ρ为空气密度,A为转轮旋转截面面积(扫掠面积),υ为风速,Cp=f(λ,α)为风轮功率系数,λ=ωR/υ为风轮叶尖速比,α为风机桨矩角。该公式说明在相同风速下,风力机的不同转速会使其输出的功率不同,要捕获最大风能必须在风速变化时及时调整转速ω,并保持最佳叶尖速比。为实现最大风能捕获,根据风力机的3种典型运行状态可以做出相应调整:① 低风速段实行变速运行,可保持一个恒定的Cp值。调节发电机转速并保持λ不变,直到转速达到极限。根据最佳功率曲线,使风力发电机组具有最高的转换效率;② 风机在额定转速附近运行时,随着风速的变化,调整转速,改变Cp的值,控制风力机运行直到输出最大功率;③ 在高于额定风速时,主要通过改变变桨距系统的桨叶节距来限制风力机获取能量,使风力发电机组输出功率达到极限并趋于稳定。
由于直流侧电压Udc采用恒压控制,所以续流电感电流il的大小反应了发电机输出用功功率的大小。因此Boost电路占空比调节可采用如下控制策略:
采用双闭环控制系统(速度外环和电流内环),在情况①下用最大功率曲线查出当前功率点的最优转速ω*作为转速整定值,调节发电机转速;用PI调节器计算出续流电感电流i*l,由i*l与il的差值调节Boost电路的占空比Duty-cycle,进而调节续流电感电流il,从而控制发电机输出有功功率PG。控制流图如图6所示。
在情况②和情况③下用发电机额定功率PGN查出转速ω*作为转速整定值,通过图3调节Boost电路的占空比Duty-cycle,使发电机输出有功功率稳定在额定功率PGN;同时根据转速调节发电机桨距角Pitch,实现变桨距调节,变桨距控制流图如图7所示。
4 基于MATIAB的仿真
本文在MATIAB中设计了仿真系统,系统的参数:风场有5台2 MW发电机,端电压为597 V、频率f=60 Hz;额定的直流侧电压1 150 V,直流侧电容(DC bus capacitor)=0.075 F,额定风速=12 m/s。
第一种情况:在仿真时要求网侧逆变器运行在单位功率因数状态,因此设定Q*=0;初始风速为8 m/s,在t=10 s时风速上升到10 m/s,在t=20 s时风速上升到13 m/s;仿真时间为30 s。以下仿真图形均根据风速的变化而变化。
由仿真图8和图9可以看出,在低风速段(风速在8 m/s和10 m/s时),当风速发生变化时,发电机转速会随风速的变化而及时调整(图9左),实行了变速运行,有功功率会随发电机转速的变化而快速调整(图8左),实现了最大风能捕捉;当风速接近额定风速或超过额定风速时(风速在13 m/s时),发电机采用变桨距调节(图9右),桨距角随风速的变化而及时调整,有功功率会稳定在发电机额定功率附近(图8左),实现了恒功率控制;由于采用了单位功率因数控制,发电机输出无功功率始终在0附近变化(图8右)。
第二种情况:在仿真时要求网侧逆变器运行Q*=1 MVar,其他仿真条件不变,仿真结果如下:
由仿真图10和图11可以看出,在低风速运行时,有功功率会随发电机转速的变化而快速调整(图10左,图11左),实现了最大风能捕捉;在高风速运行时,有功功率基本稳定在额定功率附近,而桨距角随风速快速调整(图10左,图11右),实现了恒功率控制;发电机输出无功功率稳定后始终在1 MVar附近变化,可见无功功率不会随风速的变化而调整,从而很好地实现了功率解耦控制(图10右)。
5 结束语
本文通过对直驱永磁同步风力发电机控制方法的研究。建立了基于电网电压合成矢量为定向的直驱永磁同步风力发电机功率解耦控制模型,并对网侧逆变器在低风速下采用基于最大功率跟踪控制策略,在高风速下采用恒功率变桨距控制策略。经仿真得出功率、风机转速及桨距角的变化曲线,并分析比较,可以得出:
(1) 基于电网电压合成矢量为定向的直驱永磁同步风力发电机功率解耦控制方法具有较快的调解特性,能适应风速的快速变化。
(2) 在低风速下能完成最大功率捕获控制,能提高风机的能源转化效率。
(3) 在高风速下能完成恒功率变桨距控制,能很好地保护风力发电机组,使之不产生过负荷。
(4) 具有较好的有功、无功解耦控制效果。
永磁同步风力发电机 第10篇
风力发电已成为世界可再生能源发展的重要方向,小功率风电系统已成为西部农牧区村落末梢电网的有效补充。由于风速具有随机性和电网的波动性,并且末梢电网相对薄弱,因此村落并网风力发电存在两个主要问题,风能捕获效率不可能永远保持在最佳值,造成了能量的浪费和效率的降低;与电网不能很好地兼容,无法达到稳频、稳压、稳相的并网要求[1]。本文针对永磁同步风力发电机特点,设计了包含最大功率跟踪控制器和并网逆变控制器在内的双模块控制器。采用改进最优梯度-变步长爬山算法控制最大功率点跟踪,实时调整输出阻抗来适应风速和电网的变化。并网逆变器采用电压电流双闭环控制策略,通过电流控制实现直流母线电压控制,将直流电转化为与电网同频率同相位的工频交流电,实现单位功率因数,降低谐波干扰[2]。
1风力发电系统模型
风力发电控制系统由MPPT控制模块、并网逆变控制模块组成,结构框图如图1所示,其中电网电流为Ig,电网电压为Eg,电网角频率为ωg。
MPPT控制部分在不可控整流器和逆变器之间增加Buck变换器,根据风速和负载的变化实时调节开关器件的占空比,达到调节风力发电机负载特性与风速和负载相匹配的目的。逆变控制通过电压电流双闭环控制,将直流电转化为与电网同频率同相位的工频交流电。直流母线上并联大容量稳压电容,使DCDC变换器输出电压恒定,减小直流侧纹波和内阻,导通交流侧无功电流。交流LCL滤波器对逆变桥输出的电动势和电网电动势进行隔离,防止逆变侧高频开关谐波污染电网,抑制逆变侧高频开关噪声,减小输出电流纹波,保护全桥开关管,以防止电网侧高频暂态变化引起的冲击[3]。
2控制系统建模与设计
2.1MPPT控制部分设计
风力机捕获风能为[4]
式(1)中,Cp为风能利用系数,叶尖速比
风力机机械转矩为
永磁同步发电机运动方程为
永磁同步发电机输出电压为
式(4)中,E为感应电动势,f为交流电频率,N为绕组匝数,k为绕组系数,φ为气隙磁通。
发电机角频率为
式(5)中,np为电机极对数。
桥式整流后输出电压为
综合式(1)～式(6)可得Buck变换器占空比为
捕获最大功率时,应满足:
采用改进型最优梯度-爬山算法以提高跟踪速度和保证跟踪精度。
若n维空间函数
gk=g(Xk)=∇f(X)T (8)
定义梯度法的迭代为
Xk+1=Xk+akgk (9)
根据式(1)～式(6),若忽略其他因素的影响,可以得到D、P的关系
迭代算法可以表示为
搜寻函数的最值时,总是沿着gk的方向进行。gk与空气密度,风能利用系数和叶尖速比等参数有关,计算相对比较复杂,对于控制器的计算速度有一定要求,不易实现实时控制。因此,在此最优梯度的基础上,假设扰动信号幅值为Dm,电流扰动量为ΔI,在某一点对应的占空比为D0,扰动信号在D1和D2之间连续缓慢变化,则瞬时占空比为
由于直流母线上并联大容量稳压电容,使直流侧近似为恒压源,输出功率与输出电流成正比,在一定风速下Buck变换器的输出电流Io由占空比D决定,D0由1,2两点对应电流表示为
取gk=ΔI,可有效地避免最优梯度法计算繁琐,对控制器要求高的弊端,同时可以较为高效地实现变步长爬山法控制。
2.2逆变控制部分设计
逆变器控制采用直流母线电压瞬时值外环及并网电流瞬时值内环的控制策略,内外环采用的都是PI控制方式[6]。外环的参考电压和直流母线电压比较后通过电压PI控制器输出的量纲为直流电流,即为指令电流的幅值,再与电网的相位相乘,即得到指令电流i*ref,再次经过PI控制以后,经逆变器和LCL型滤波器输出的即是并网电流ig。双环控制框图如图3所示。
图3中Gd(s)为外环电压PI控制器,Gi(s)为内环电流PI控制器,GINV(s)为逆变器传递函数,GLCL(s)为LCL滤波器传递函数,H(s)为电流反馈系数。
若将电网电压Eg看做扰动量,则电流环开环传递函数为
取k1=1,k2=1 400,H(s)=0.389,其幅频和相频特性曲线如图4所示。
此时逆变系统的相角裕度为30°,增益裕度为28.6 dB,完全满足稳定性要求;剪切频率为796 rad/s,说明具有较好的相角动态响应。
电压环控制框图如图5所示。
电压环的开环传递函数为
电压外环由一个振荡环节和一个微分环节组成,振荡环节的阻尼比和角频率分别为ξ、ω0
选取kpv=0.233,kiv=1.6,此时实际的ξ、ω0分别等于0.706 9和8.8 rad/s;其幅频和相频的bode图如6所示,相角裕量为65.5°,剪切频率为15.1 rad/s。
3仿真分析
在Matlab/Simulink中搭建5.5 kW永磁同步风力发电系统进行仿真。直流侧输出波形如图7。
从图7中可以看到,直流侧输出稳定所需时间大约为0.5 s。稳态状况下,电流的波动为2 A,电压的波动为8 V,功率的波动45 W,取得了明显的效果。
交流逆变侧输出波形如图8所示。
并网电流与电网电压经过2～3个周期,即可实现严格意义上的同频率同相位的跟踪,即实现了单位功率因数并网的要求。并网电流与指令电流的瞬时值只是相差了一个电流反馈比例因子,相角关系已经实现了同相位的跟踪。并网电压和电网电压幅值和相位均保持同步,而且没有波动。
并网电流和并网电压总的谐波畸变率的波形如图9所示。谐波电流的畸变率分别处于2.9%和1.7%,均小于5%标准,符合并网要求。
4结论
研究了一种双模块并网风力发电控制系统,采用改进型最优梯度—爬山算法进行最大功率点跟踪控制,电压电流双闭环控制策略进行并网逆变控制。从仿真结果可以看出,系统能够快速稳定地跟踪最大功率,PI控制器具有较好的稳定性和动态响应,逆变器的输出和电网电压电流实现了同相同频,而且并网电压电流THD均远小于5%的并网要求。
摘要：针对永磁同步并网风力发电系统,研究了一种双模块控制系统。MPPT控制模块在整流器和逆变器之间设置Buck变换器,使用优化后的最优梯度-爬山法策略控制Buck变换器占空比。并网逆变控制模块采用直流母线电压瞬时值外环及并网电流瞬时值内环的双环控制策略,通过外环电压PI控制得到指令电流,进而采用PI瞬时电流控制经逆变器和LCL型滤波器得到并网输出电流。仿真实验波形表明,MPPT控制模块能够快速、稳定地跟踪最大功率。逆变器输出符合并网要求,控制效果具有较好的稳定性和动态特性。
关键词：风力发电,最大功率点跟踪,并网逆变器,最优梯度法
参考文献
[1]吴俊,李建设,周剑,等.风力发电并网对电网的影响.南方电网技术,2010;4(5):48—52
[2]程航,曹五顺,周明星.不对称电网电压条件下直驱永磁风力发电机组并网逆变器的双电流闭环控制策略的研究.电力系统保护与控制,2012;40(7):66—72
[3]张泾周,彭向标,滕炯华,等.航空交流电子负载LCL滤波器研究与设计.电气开关,2012;(1):71—74
[4]梁惺彦,张蔚.永磁直驱风力发电系统MPPT控制的研究.可再生能源,2012;30(10):38—41
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永磁同步风力发电机 第11篇
关键词：永磁同步电机直接转矩控制DSP
中图分类号：TM3文献标识码：A文章编号：1007-3973(2010)012-091-02
1引言
由于永磁同步电机所具有：简单的结构、高能量的密度、高转矩惯量比、维修性好等优点。使其成为工业领域研究热点。而且近年来，直接转矩控制技术也受到了世界各国的学者和专家的重视，它可以避免相对比较复杂的解耦、坐标变换的计算。该控制结构简洁，易于数字化的实现。近年来，国内外学者开始将直接转矩控制技术开始用于永磁同步电机上。但是应用起来存在着一些问题，所以基于DSP永磁磁同步电机的直接转矩控制研究有十分重要的现实意义。
2永磁同步电机直接转矩控制理论
永磁同步电机直接转矩控制理论的指导思想是：保持定子磁链幅值饱和，便于利用电动机铁心：永磁同步电机转子的磁链幅值为恒定值，我们通常是改变定子和转子磁链的夹角大小，来改变电动机转矩的大小。
永磁同步电机直接转矩控制理论基础是：在保持定子的磁链幅值不变条件下，通过控制定子和转子磁链之间夹角达到控制电机转矩的目的。快速改变转矩角获得快速的转矩响应。
3基于DSP对永磁同步电机直接转矩控制系统硬件系统设计
本文设计的永磁同步电机直接转矩控制的硬件平台主要包括：(1)永磁同步电机；(2)上位机：(3)以TMS320F2812DSP为核心的控制系统及电压源逆变驱动器三个部分。其中上位机是模拟现代络筒机的主要的控制中心，它是由CAN总线向DSP控制系统进行发送指令，在此，DSP控制系统主要负责内容是实现本课题所提出的控制算法。使用的永磁同步电机是带有2000线的光电增量式编码盘，它可以用来反馈得到电机实际的转速值，更加便于进行结果的观察和对比。
3.1DSP2812控制系统介绍
永磁同步电机直接转矩控制系统的核心部分，本文采用美国TI公司的TMS320F2812芯片，它的外设资源非常丰富，系统的研发周期就可以得到缩短。同时系统的开发成本得到降低，因此，它的可靠性非常稳定。另一方面，TMS320C2000系列DSP芯片成本价格比较低，在控制领域不但得到广泛的应用，而且有着极高的功能。TMS320F2812的性能是TMS320C2000系列中用于数字控制领域在质量和性能方面都俱佳的DSP芯片。TMS320F2812芯片内部应用32位的定点DSP内核，可以达到150MIPS的速度，单个指令周期内，如此快的速度能够完成32位的乘法累加等复杂的运算，多种先进的外设在器件上得到了有效的集成，为实现电机的有效地的运动控制提供了硬件平台。
3.2主电路设计
控制系统的主电路部分是由整流电路、逆变电路以及滤波电路等组成的，根据电机的参数设置，输入功率部分选用的是基于三相桥式整流电路；由于整流输出经过中间环节的大电容滤波，来获得平滑的直流电压以便输出到逆变部分的开关器件。
3.3检测电路设计
为了直接转矩控制和相应保护功能的实现，检测电路设计主要包括：定子相电流检测和转速检测。
(1)定子相电流的检测电路。在控制系统中，控制器要准确及时测出绕组中实际电流的大小，以便于实现电流保护电路以及电流控制的设计。电流采样实现控制性能标准是：实时性、准确性、可靠性。在进行电流测量时，我们尽量使用方法简单、价格性能较好的电阻器测量。在此，我们使用电磁隔离霍尔元件来对电流进行检测。
(2)转速的检测。
对于转速的测量有多种方法，其中光电编码器是其中性能与精确性方面较好的一种方法，DSP芯片中QEP电路是专门接受光电编码器的输出信号。本论文使用的永磁同步电机带有2000线的光电增量式编码盘，该编码器有A、B、c三相电路输出，并且，A与B相之间的相位差是90度，主要作用是测速；其中z脉冲是转一圈输出的一个脉冲，它是主要作用是伺服控制系统的定位。
3.4时钟与复位电路
DSP数字信号处理器的工作以时钟为基准，要确保系统的可靠性、稳定性，就必须选用高性能的时钟。否则，就不能保证系统的稳定性以及可靠性。为了提高系统的稳定性、可靠性、抗干扰能力，本文选用有源晶振为数字信号处理器提供时钟信号。
对于DSP系统来说，上电复位电路的质量好坏直接影响着系统的可靠性与稳定性。另外，系统运行过程中，干扰等一些因素可能导致系统崩溃。对于这个缺点，本文选用了看门狗与复位电路，使系统在发生故障时，可以重新复位及时恢复正常工作。
4基于DSP对永磁同步电机直接转矩控制系统软件系统设计
本文设计的永磁同步电机直接转矩控制系统的软件部分的主程序，主要实现以下一些功能是：完成对全局变量与CPU和DSP外设的初始化，随后等待定时的中断，主程序是一个无限循环的过程。整个软件系统的核心部分是中断服务程序。中断服务程序的主要功能是：对转速进行辨识、对磁场的定向进行算法控制、对电机的电流与电压进行采样并进行模数的转换，进行电流环与速度环的算法控制以及CAN总线通信的显示等等。本文的软件设计采用以c语言为主的开发环境。
5系统控制效果测试
在系统构建结束之后，本文进行了实验测试。电机的参数如下：定子相绕组电阻Rs为1.2欧姆，定子d轴电感Lq是7.1e-3H，q轴电感Lq为5.5e-3H，转动惯量J是2.1e-3kg.m2，极对数pn为4，转子磁通uf大小为0.936Wb，粘滞摩擦系数Bm为零。另外，速度外环PI调节器的仿真参数Kp、Ki经过调解后选择的数值为18及0.4。从相关实验结果来看，本文构建的电机直接转矩控制系统真实有效，控制效果良好。
6结语
永磁同步风力发电机 第12篇
由于永磁同步发电机 (PMSG) 定子和转子磁场之间没有相对运动, 不能在阻尼绕组中产生感应电压;再者, PMSG转子上没有磁场绕组, 也不存在磁场绕组中产生感应电流或阻尼作用;另外, 多极低速永磁同步发电机的极距很小, 不能采用传统的阻尼绕组去抑制功率角振荡, 因此连接到直驱风电系统中PMSG是没有阻尼系统的。又由于直驱永磁同步风力发电系统驱动链的特性较软, 当系统受到激励 (如风速变化或发电机端电压变化时) , 变速风轮中发电机容易出现次同步谐振。
风轮速度变化引起的振荡可以通过控制输入到发电机的机械功率或不同的机械控制方案进行阻尼。然而, 这种阻尼方法有一个缺点, 它对风轮注入电网的功率有负面影响, 即:速度振荡使输入到电网的电功率振荡变得明显。本文采用基于次同步谐振抑制措施, 结合直驱风电系统的变流器控制策略, 对直驱风电系统振荡阻尼系统进行设计改革。
2 直驱永磁同步风电系统的阻尼措施
2.1 直驱永磁同步风电系统控制结构
直驱永磁同步风电系统的控制包括桨距角控制和功率变换器控制等2部分, 如图1所示。该功率变换器采用的控制策略是:机侧变流器对发电机定子电压和直流环母线电压进行控制, 网侧变流器对流入电网的有功和无功功率进行控制。
2.2 通过控制桨距角对速度振荡进行阻尼
在直驱风电系统中, 当风速发生变化或电网故障引起发电机机端电压发生变化时, 发电机的电磁转矩和轴上的机械转矩之间会处于不平衡状态, 驱动链会出现扭振现象。通过对桨距角系统进行控制以改变桨距角来控制发电机速度。为防止过速, 将速度控制在额定值内, 可通过增加桨距角气动功率自动地减小速度。因此, 通过控制桨距角, 发电机的动态稳定性将得到加强。
2.3 通过对功率变流器进行控制来抑制振荡
(1) 直驱风电系统中阻尼系统的基本原理。在带全功率变换器的风力发电系统中, 当直流母线上输入的有功功率大于输送到电网的功率时, 将导致直流母线电压上升;相反, 直流母线电压则下降。因此, 有功功率的控制和直流母线电压恒定的控制是密切相关的。直驱永磁同步风力发电机组阻尼速度振荡的方法可从电力系统稳定器 (PSS) 中得到启发。它的基本原理是使用直流电路中的电容器作为发电机和电网之间的能量储存器 (缓冲器) , 为了吸收转矩振荡, 可允许直流母线电压在小范围内发生变化。通过周期性地对电容器短期充、放电, 使能量储存在电容器中, 负载电流相应发生变化, 从而影响转矩, 以致抵消速度振荡和提供有效的阻尼。
(2) 直驱永磁同步风力发电机的电气阻尼系统。将电力系统稳定器 (PSS) 这个阻尼方法应用在多极PMSG风轮时, 需要进行稍微的调整, 因为PMSG的磁场是固定的, 不能像直流励磁同步发电机风轮那样通过改变发电机励磁来改变直流母线电压以阻尼速度振荡, 但是可以从功率变流器控制方面采取措施来抑制振荡。因为通过功率变流器进入电网的功率与直流电压大小无关, 它是通过控制直流母线电压变化来抑制驱动链振荡, 不会影响送入电网的功率。
2.4 直驱风电系统的阻尼设计
(1) 设计直驱风电系统的阻尼系统思路是:将速度振荡转换成一个与速度有相同频率和相同相位角的直流参考电压UDCref, 这可以通过在发电机侧变流器控制器内的一个主动阻尼模块产生一个直流电压参考值来实现。与PSS的情况类似, 当提供给一个与速度振荡同相的发电机电气转矩分量时, 可以实现多极PMSG风轮驱动链振荡的抑制。一般情况下, 直流母线电压要保持恒定, 但是当需要系统的电气阻尼时, 可以允许直流母线电压有一个小的变化。发电机侧变流器的一般控制结构单元如图2所示。
(2) 直驱风电系统的阻尼系统如图3所示, 它由2个基本模块组成:1个带通过滤器和1个相位补偿器。阻尼系统的输入是发电机速度, 将阻尼系统的输出△μdamp迭加在直流电压设置点UDCset上, 从而为发电机侧变流器控制器提供直流电压参考信号。
△μdamp是一个频率为fdamp的正弦干扰信号。直流电压参考UDCref是一个有正弦偏移△μdamp, 并围绕平均值UDCset波动的电压信号。
在本文中, 阻尼系统的带通滤波器设计成只通过自由频率的振荡, 而对其它所有的频率进行阻止。带通滤波器不能改变输入信号的相位, 可用一个低通滤波器作为相位补偿器来引入一个90°相位滞后。通过设计一个很窄的带宽, 带通滤波器允许相位补偿器只对自由频率的振荡起作用, 而不对系统中现有的其它频率起作用。