磁阻同步电机范文（精选8篇）
磁阻同步电机 第1篇
永磁同步电机结构简单、体积小、重量轻、效率高,和直流电机比,它没有直流电机的换向器和电刷等缺点。和异步电机相比,它由于不需要无功励磁电流,因而效率高,功率因数高,力矩惯量比大[1,2],定子电流和定子电阻损耗减小,且转子参数可测、控制性能好;磁阻同步电机的结构及工作原理与传统的交、直流电动机有很大的区别。它不依靠定、转子绕组电流所产生磁场的相互作用而产生转矩,而是依靠“磁阻最小原理”产生转矩,在磁阻力的作用下,转子将跟随旋转磁场同步转动。磁阻同步电机的转子设计与感应电机和转子绕线式同步电机有很大的差别,而定子设计是非常类似的。磁阻同步电机相对于直流电机而言,由于磁阻同步电机是没有电刷而且没有转子绕组,所以维护起来很简单。由于磁阻电机没有转子参数识别,控制方法更简单,而且降温方法也比较简单[3]。研究表明相对于感应电机,磁阻电机在中小功率范围内具有更高的转矩密度和效率,同时发现磁阻同步电机还具有无转子电流,矢量控制方法简单,转子损耗较少,转子的制造成本低其优点。但仍然存在一些不足之处:其功率因数较低、在弱磁部分性能比较差,等等[4,5]。本论文的新颖之处就是综合同步磁阻和同步永磁电机的特点,运用全新电机设计理念即永磁辅助的磁阻同步电机驱动。本设计是在磁阻同步电机设计的基础上在转子槽中嵌入价格相对较低,磁性能相对较低永磁板。由于永磁体的磁导率和空气相当,使得直轴磁阻远远大于交轴磁阻,直轴同步电感小于交轴同步电感。这种电机具有功率密度高、宽范围调速等优点,在工业生产和国防中具有广阔的应用前景。
1 永磁辅助同步电机建模
为了真正了解电机的工作原理,构建正确的仿真模型,建立电机的数学模型是非常必要的。图1是是磁阻同步电机定转子的剖面图。其转子中增加了永磁板。磁阻同步电机转子槽内嵌入的永磁板如图2所示。
由于磁阻同步电机中转子中没有绕组线圈,电路模型仅由定子绕组决定。根据法拉第电磁感应定律,在考虑电路中的耗能元件的基础上可求出定子感应电压如下方程(1)所示。
上述方程是静止ABC坐标系下列出来的,定子绕组为三个互差120º的线圈。通过派克变换,可以简化电机模型。在d-q坐标系下的电压方程可表示如下:
通过派克变换,可以将电压方程由静止的ABC坐标系变换到同步旋转的dq0坐标系下,该变换过程是一一映射的,而且该映射取决于转子的位置。这里,定子是由互差90º的两组线圈代替的。这两组定子线圈随转子同步旋转,如图3所示。
由于转子位置变化引起磁链的变化相对比较小,所以对d,q轴的磁链分别求导分别如方程(4-5)所示:
把方程(4)和(5)代入方程(2)和(3),则可得电机的电气模型如方程(6)和(7)所示。
由于永磁体产生的磁链是一常数,方程(7)进一步写成:
其转矩方程表示如下:
2 有限元分析
这里采用二维有限元分析软件来分析计算。首先将三个节点连接成一阶三角形有限元,然后在xy直角坐标系中建立一个定子槽并作网格图,通过对称复制方法建立所要仿真的电机的区域的有限元网格图。
对磁阻同步电机建模时,必须辨识D-Q轴的磁链、自感和互感等参数。为了计算磁链和电感值,采用了有限元分析法。应用有限元分析程序可以获得磁通链的精确值,把永磁辅助磁阻同步电机有关的计算公式和其它信息输入到有限元分析程序中,即可得到所需的结果。应用有限元程序把我们有分析研究的目标分解成有限个元素,每一个元素产生一个矢量位,根据这些矢量位就可以计算磁链,应用有限元分析程序得到结果如图4所示。
根据有限元分析计算的磁链进一步计算出的自感和互感和电流的关系如图5、6所示。
3 转矩响应仿真
在恒励磁电流控制下,对磁阻同步电机进行仿真,结果表明利用此转矩状态观测器(详见文献6)能明显提高永磁辅助磁阻同步电机的动态响应。
电机的控制系统一般只有一个速度环(包含一个电流环)组成,如图7所示。在设计速度控制器时,假定负载转矩为零,速度控制器可以确保转子转速跟随恒定参考速度时稳态误差为0。
根据如图8所示框图和叠加原理,可推导出输出状态方程如下:
由方程(10)可知,等式右端第一项和第二项有相同的极点,表示特征响应时间也相同。方程(10)中,令推出的输出方状态程如下:
方程(11)中,令KP=1,KI=10,当t=1s时,取输入信号;当t=3s时,取扰动信号,则输出信号s Y)(仿真结果如图9所示。从图9所示的仿真结果可以看出磁辅助磁阻同步电机转矩响应是较快的。
4 结论
通过以上研究表明在磁阻同步电机基础上转子磁阻同步电机转子槽内嵌入的永磁板减弱了去磁效应,使去磁效应非常小。而电流变化率由自感决定,自感越大,电流变化率越低。D轴的自感比Q轴自感大,因此,D轴电流响应比Q轴电流响应慢。在恒定场控制中,仅需改变Q轴电流,因此该控制方法可以获得比磁阻同步电机更快速的电流响应和转矩响应。
摘要：为了准确分析永磁辅助磁阻同步电机的动态特性,针对永磁辅助磁阻同步电机本体,给出一种基于有限元建模分析方法。通过有限元建模分析得出其D-Q轴磁链、自感和互感等数据,利用这些有限元分析数据推导出永磁辅助磁阻同步电机的数学模型。在此基础上为了进一步提高永磁辅助磁阻同步电机的动态转矩响应,特别设计了具有电流反馈补偿的负载转矩观测器,并对其进行了研究和建模仿真。仿真结果表明,永磁辅助磁阻同步电机具有很好的动态性能。
关键词：永磁辅助磁阻同步电机,转矩响应,气隙磁链,有限元
参考文献
[1]刘婷婷.基于SVPWM的高转速永磁同步电机控制系统的研究[J]电力系统保护与控制,2009,37(12):11-14.LIU Ting-ting.Simulating of high speed PMSM control system based on SVPWM[J]Power System Protection and Control,2009,37(12):11-14.
[2]王磊.永磁同步电机转子位置提取近似分类支持向量机灰色预测方法[J]电力系统保护与控制,2010,38(23):97-100.WANG Lei.Extraction of rotor position for PMSM using PSVMC-GMP system prediction[J].Power System Protection and Control,2010,38(23):97-100.
[3]王玲芝.改进的永磁同步电机直接转矩控制系统仿真实现[J]电力系统保护与控制,2009,37(19):65-68.WANG ling-zhi.Simulation of improved direct torque control system for permanent magnet synchronous motor[J].Power System Protection and Control,2009,37(19):65-68.
[4]Sibande S E.Design and perfomance evaluation of a PM-assisted rotor of a110kW reluctance synchronous machine[M].University of Stellenbosch,2004.
[5]Franklin G,Powell J,Emami-Naeini A.Feedback control of dynamic systems[M].Prentice Hall,2002.
磁阻同步电机 第2篇
摘要：通过对开关磁阻电机转矩输出特性的研究，提出一种电流斩波控制与瞬时直接转矩控制相结合的改进型SRM转矩脉动抑制算法。采用CCC可设定SRM最大相电流值并增大换相重叠角，减缓转矩下降速度，简化转矩分配算法。本文搭建了SRM的 Matlab/Simulink改进型DITC转矩脉动抑制仿真平台。结果表明在简化换相重叠角转矩给定算法的同时可使SRM在安全允许范围内达到最佳转矩脉动抑制效果，具有实际应用价值。
关键词：开关磁阻电机；改进型DITC 转矩脉动抑制电流斩波
中图分类号：TM352文献标识码：A
5总结分析
通过将CCC与DITC相结合，并重新定义换向重叠区转矩给定算法，SRM调速系统达到了较好的控制效果。其中CCC控制既保证了SRM运行于安全电流值内，又使转矩下降速度减缓，为导通的下一相的转矩给定提供一定的冗余空间，并简化换相重叠角内转矩给定算法。在实际运行过程中，SRM调速系统并不需要在电动区域内全导通，例如12/8极SRM调速系统，采用在0.5°到20°的范围，负向转矩小，转矩脉动值小，达到较好转矩脉动抑制效果。改进型DITC具有算法简单，稳定可靠的特定，具有实际应用价值。
参考文献
[1]吴建华.开关磁阻电机设计与应用[M].北京：机械工业出版社，2000.7.
[2]王旭东，王喜莲，王炎，等. 开关磁阻电动机电流双幅值斩波控制[J].中国电机工程学报，2000，（4）：84-87.
[3]汤小君，易灵芝，朱建林，等. 非线性模型的开关磁阻电动机转矩脉动抑制[J].电机与控制学报，2007，（2）：120-124.
[4]曹家勇，陈幼平，詹琼华，等. 开关磁阻电动机控制技术的研究现状和发展趋势[J].电机与控制学报，2002，（1）：1-5.
[5]曹家勇，周祖德，陈幼平，等. 一种开关磁阻电动机转矩控制的新方法[J].中国电机工程学报，2005，（6）：91-97.
[6]宋受俊，王琛，葛乐飞，等. 基于DTC的开关磁阻电机转矩脉动抑制方法研究[J].沈阳航空航天大学学报，2013，（3）：32-37.
[7]漆汉宏，张婷婷，李珍国，等. 基于DITC的开关磁阻电机转矩脉动最小化研究[J].电工技术学报，2007，（7）：136-140
[8]漆汉宏，张婷婷，李珍国. 基于DITC的开关磁阻电机转矩脉动抑制仿真研究[J]. 系统仿真学报，2009，（10）：3133-3138.
[9]ROBERT B INDERKA， Rik W De Doncker. Direct instantaneous torque control of switched reluctance drives [C]. 37th IAS Annual Meeting， 2002：1605-1609.
[10]SINGH S K，TRIPATHI R K.Minimization of torque ripples in SRM drive using DITC for electrical vehicle application[J].2013 Conference on Engineering and Systems pp 12-14 April 2013
[11]SAMANI L，ABDOLHAMIDI M，RASHIDI A，SAGHAIANNEZHAD S M.A speciallydesigned converter for minimizing SRM torque ripple and improving its power factor[J].Power Electronics， Drive Systems and Technologies Conference （PEDSTC）， 2014 5th ， vol.， no.， pp.604，609， 5-6 Feb. 2014.
[12]SHIRAHASE M，MORIMOTO S，SANADA M.Torque ripple reduction of SRM by optimization of current reference[J].Power Electronics Conference （IPEC）， 2010 International ， vol.， no.， pp.2501，2507， 21-24 June 2010.
[13]Zhenguo Li，Yabiao Wang，Hanhong Qi，JinWoo Ahn.SRM torque ripple minimization based on modified multi-level converter[J].Electrical Machines and Systems， 2008. ICEMS 2008. International Conference on ， vol.， no.， pp.3374，3379， 17-20 Oct. 2008.
[14]Yan Cai； Chao Gao.Torque Ripple Minimization in Switched Reluctance Motor Based on BP Neural Network[J].2nd IEEE Conference onIndustrial Electronics and Applications， ， pp.1198-1202， 23-25 May 2007.
开关磁阻电机启动过程分析 第3篇
当前,在开关磁阻电机驱动(switch reluctance drive, SRD)调速系统的研究中,开关磁阻电机的启动是需要首先解决的问题。开关磁阻电机(switch reluctance motor,SRM)启动时转子初始位置的检测以及初始导通相的判别是需要解决的关键问题[1]。转子位置的检测信号正是各相主开关器件正确进行逻辑切换的依据,若因为初始位置检测不正确或者初始导通相不正确,启动时将会出现转子拒动或反转现象,造成电机运行紊乱,从而无法进入正常的运转状态。
2 SRM位置检测原理
SRM转子位置检测的目的是确定定、转子的相对位置,即要用绝对位置传感器检测定转子相对位置,然后将位置信号反馈至逻辑控制电路,以确定相绕组的通断。
以8/6开关磁阻电机为例,其转子步进角可根据下式求得
式中:Ns为定子极数;Nr为转子极数;θstep=15°。
转子极距角τr计算公式为
τr=mθstep (2)
式中:m为电机相数。
由式(2)可得τr=60°。
开关磁阻电机转子每转过一个步进角,位置检测器的输出信号发生对应变化,逻辑控制器电路发出对应相绕组的开通关断的命令。当转子转过一个极距角后,回复到起始状态,如此往复循环[2]。
3 电机的启动过程
电机启动时,不断地检测定子电流的变化,采用电流斩波方式。为了避免过大的电流和磁链峰值,取得恒转矩的特性,在开关磁阻电机低于基速运行时,采用电流斩波控制(CCC)方式对电机启动进行控制。通过主开关器件的多次导通和关断将电流限制在给定的上限、下限之间,并藉此控制转矩。
电流斩波控制时,保持电机每相的开通角θon和关断角θoff不变,当转子角θ位于[θon,θoff]内时,如果电流i>iT,则关断主开关器件;如果电流i<iT,则再次导通主开关器件[3]。这样通过主开关器件的多次导通和关断将电流限定在给定电流附近,以此控制导通相的电流,进而控制转矩。通过改变限流幅值iT的大小,即可控制输出转矩的变化,改变电机转速。其相电流对转子位置角的波形如图1所示。
4 位置传感器在启动过程中的问题分析
4.1 理想情况下的电机启动
对于四相8/6极SRM来说,在电机的转子轴上同轴安装等分角度为60°的6 个齿槽的转盘作为遮光盘, 将2个光电元件S1置于D相定子正对处,S2与S1相差75°[4]。当电机转动时, S1 和S2 产生两正交的方波信号,它们的周期均为60°(机械角)。如图2所示。
正常情况下, 位置传感器输出信号与相绕组电感曲线有着一定的对应关系。图3为电机反转时的对应关系。各相产生电动转矩的导通区为其绕组电感的增大区。由图3可知, 电机两相启动,反转时位置传感器输出信号S1S2=11对应的导通相为A,B;S1S2=01对应的导通相为D,A;S1S2=00对应的导通相为C,D;S1S2=10对应的导通相为B,C。
按照上述对应关系可以得到采用两相启动方式时电机的启动转矩曲线。
图4 为本系统所用SRM启动转矩曲线[5]。分析启动特性时,应考虑到电动机转子处于任何角位置都能顺利启动,应保证最小启动转矩(Tst)min大于负载转矩TL,一般取(Tst)min≥1.1TL,为使电动机有良好的加速性能,一般取平均启动转矩(Tst)AV≥1.5TL。
电机转动时,可以确定位置传感器输出信号的上升沿、下降沿的产生时刻, 并以此为基准, 计算得出转子具体的位置角及开通角θon和关断角θoff对应的时刻, 控制器便可在相应时刻发出开通或关断控制信号。
4.2 实际遇到的问题
然而电机由静止启动时, 位置传感器的输出信号仅为电平信号, 由图2 可知, 位置传感器输出的每组电平信号均对应于转子位置某个区段, 这时只能根据位置信号的电平状态发控制信号, 所以给电机的启动带来一定的困难, 尤其在位置传感器输出信号有误差的时候。电机的制造误差、传感器安装位置的不准确及电机运行时的振动等原因可能造成位置传感器输出信号与相绕组电感的对应关系有所变化。此时若仍按照上述的对应导通关系, 电机可能启动失败[6]。
4.3 解决方案
本设计使用的电机,两传感器夹角为75°,但传感器与定子的安装位置存在误差。下面将对各种误差进行分析[7,8]。
位置传感器有一个光电元件错位的情况。若光电元件S1的输出信号如图5中所示B,D相开通区段产生负转矩,两相启动时会出现一相的导通区进入了电感减小区,产生负转矩将导致两相的合成转矩小于位置信号正确时的转矩值[9,10]。若转子的初始位置位于这个区段内,就可能启动失败。
当位置传感器的2个光电元件都有错位的情况时,每个光电元件的输出信号可能超前或滞后无错位时的输出信号, 则此时的每组位置信号对应的正确的位置信号有3种可能。当位置传感器输出信号S1S2=11时,真实的位置信号可能为“11”,“10”或“01”。若按照真实的信号给相应的相启动电流则肯定可以启动成功, 否则就可能失败。解决的思路:要求电机由静止启动时, 首先检测位置传感器的输出信号,若S1S2=11,则先给“11”对应的A,B相通电流,定时TS,在TS时间内检测S1S2是否有上升沿或下降沿产生,同时检测S1S2的电平状态是否变化。若两者均具备则可认为电机已被启动。然后可由上升沿的产生时刻计算出转子位置角θ,进行后续的控制[11]。若两者不同时具备,则可知电机的此次启动失败, 并可知转子位置状态不为“11”,TS时间后, 控制器按“10”给B,C相同时发开通脉冲, 并重复上述过程, 若电机仍未能启动, 控制器再按“01”给D,A相同时发开通脉冲。由于在启动时刻转子位置必为上述3种情况之一,采用此种枚举方法,电机必将顺利启动。
5 开关磁阻电机启动的衔接问题
开关磁阻电机低速运行的电流斩波控制与高速运行的角度位置控制在衔接时,笼统的视运行速度是否超过基速进行切换可能会出现不少问题。电机启动时应保证开通角/关断角为 0°/30°,使在任意时刻都有两项绕组通电,由于此时转速很低,开关磁阻电机工作在电流斩波状态。但是随着转速升高,电流来不及衰减,形成制动转矩,轻则会延长启动过程,重则会使电机无法升速。所以必须调节关断角,使其小于30°[12]。因此将电机启动过程分为3部分,即全开通启动斩波方式、定角度斩波方式和变角度斩波方式。
5.1 全开通启动斩波方式
该方式在电机启动过程中采用。由于电机的启动过程要求转子在任何位置下都能够以最大转矩启动,所以此时需要让绕组电流在θon=0°,θoff=30°下自然通断,以保证任何时刻都有两项绕组通电。同时调节转矩的大小,可以限制电流的峰值[13]。
5.2 定角度斩波方式
该方式在电机启动后较低速运行时采用。工作在定角度斩波方式时,各相绕组按照转子位置相继通电和断电。波形与图1相似,只是为了避免续流进入电感下降区而产生制动转矩,必须去掉一部分电流脉冲的后沿,即让θoff<30°,并且θoff不随转速变化,这样电机将以较大的有效转矩加速。
5.3 变角度斩波方式
该方式在中速时采用,电机转矩的调节可通过电流斩波或调整θon,θoff进行。设i为功率开关器件和电动机所允许的最大电流值,当电流达到i时,关断功率开关器件,使电流下降(经续流回路),当电流降至某一较低值时或经一段时间后,重新导通功率开关器件。这样反复导通功率开关器件,形成电流峰值为i的斩波波形。
6 仿真实验结果
为了验证开关磁阻电机的启动效果,利用Matlab对电机的启动进行了仿真。
图6~图9给出了开关磁阻电机在启动阶段,即转速达到1000r(0~0.35s)过程中电机的转速、电流、磁链、转矩的波形曲线。由仿真波形可以看出,电机在启动阶段,转速上升平稳,并且在0.2s达到额定转速。电机的快速性也比较好。图10给出了电机启动时,四相转子的位置情况。
7 结论
在开关磁阻电机加入转子位置传感器后,由于人为误差、系统误差的存在,使得位置信号会产生错误,造成电机启动过程的紊乱。并且CCC模式在中速过程中会由于制动转矩而降低启动效率,本文对位置传感器给出的转子位置信息进行处理, 可较好地启动电机并可解决位置传感器输出信号不可靠带来启动可能失败的问题。根据将启动过程的细分,较好地解决了启动的衔接问题。
理论分析与仿真结果基本一致,证明了本文采用的方法可以使开关磁阻电机顺利启动,过程稳定可靠,运行良好。
摘要：如何解决开关磁阻电机的启动问题以及启动后的衔接问题是研究开关磁阻电机控制的重要组成部分。分析了开关磁阻电机启动过程中出现的问题及其解决方案。启动实验采用两相启动方式,并利用仿真软件Matlab对开关磁阻电机的启动进行了仿真,分析了启动电流、转矩、转速、磁链,角位置等参数,得到了较好的仿真实验波形。证实了SRM启动阶段稳定可靠,运行良好。
磁阻同步电机 第4篇
1 同步磁阻电动机混沌系统模型
基于同步磁阻电动机混沌系统的模型为
式中:id, iq与ud, uq分别为定子电流与电压的直轴与交轴分量;Rs为定子电阻;ωe, ωg分别为电角频率与发电机转速;Ld, Lq分别为直轴与交轴的电感;Jeq为机组等效转动惯量;Φ为永磁磁铁的磁通;Te为转磁转矩;B为发电机的转动粘滞系数。
假设发电机气隙均匀, d轴与q轴电感量相同, 经过仿射变换与时间尺度变换得到的无量纲状态模型为
2 滑模控制器的设计
变结构控制理论的基本思想是利用高速切换开关控制, 把受控的非线性状态轨迹引向一个指定的状态空间平面, 随后系统的状态轨迹就限定在这个平面上了, 这对系统参数的误差、参数变化以及外部扰动有很好的不敏感性。
系统 (1) 的受控形式为
式中u1, u2, u3为控制输入。定义矩阵:
式中:A为同步磁阻电机系统线性矩阵;B为控制其系统的矩阵;g为系统的非线性矩阵。
系统的控制目标是使系统状态x=[x1, x2, x3]T跟踪一个时变状态xd=[xd1, xd2, xd3]T。基于此, 可定义其跟踪误差为
误差动力系统可写为
定义时变的比例积分滑模面S=S (e, t) :
式中:附加矩阵K∈R3×3且满足det (KB) ≠0, 本文取K=diag (1, 1, 1) ;附加矩阵L∈R3×3且满足A-BL为负定矩阵。在滑动模态下必须满足, 即为切换面。
为满足滑动条件, 设计滑模控制器为
定理若ε满足ε>δ+1, 系统 (2) 在控制器 (5) 的作用下可以在有限时间内迅速达到滑动模态S=0, 状态变量与参考状态xd轨迹一致。
证明构造Lyapunov函数V=STS, 带入式 (3) ~式 (5) , 可得
同样的方法, 可证
证毕。
上述证明说明同步磁阻电机混沌系统, 在滑模变结构控制下能有效使处于混沌状态下的系统到固定点。
为了使得系统 (2) 控制到目标状态, 设计附加矩阵K=diag (5, 5, 5) , 这样可保证KB为可逆矩阵。选取A-BL的特征值为P=[-5, -5, -5], 采用极点配置法确定矩阵为
选取比例积分滑模面为
设置系统初始值 (x1 (0) , x2 (0) , x3 (0) ) = (1, 1, 1) , 控制系数ε=5, 参照状态xd1=xd2=xd3=xd, 则控制信号为
3 仿真结果
通过上面理论推导与计算, 得出此控制方法能够控制系统 (2) 稳定到任意一点。为了验证该控制方法的有效性及不失一般性, 本文取固定点 (1, 3, 4.5) , 此时, 选取xd=0.5, 在2 s时加入控制器, 运用Matlab得到了系统状态变量随时间变化图形如图2所示。此时系统参数取值为:。当系统运行到2 s时, 加入控制项, 系统迅速达到稳定状态, 具有良好稳定性能。
4 结语
针对同步磁阻电机在特定条件下出现的混沌现象, 提出一种系统控制方法, 实现了同步磁阻电机混沌系统对任意给定初始值都可以控制到固定点。基于Lyapunov稳定性控制理论与滑模结构方法, 设计了同步磁阻电机混沌系统的自适应滑模控制器, 有效抑制和消除电力传动系统中的混沌现象, 保证了系统的稳定运行。
参考文献
[1]安学利, 蒋东翔.风力发电机组运行状态的混沌特性识别及其趋势预测[J].电力自动化设备, 2010, 30 (3) :13-24.AN Xueli, JIANG Dongxiang.Chaotic characteristics identification and trend prediction of running state for wind turbine[J].Electric Power Automation Equipment, 2010, 30 (3) :13-24.
[2]张波, 李忠, 毛宗源, 等.一类永磁同步电机混沌模型与霍夫分叉[J].中国电机工程学报, 2001, 21 (9) :13-17.ZHANG Bo, LI Zhong, MAO Zongyuan, et al.The chaotic model and Hope bifurcation of a type of permanent-magnet synchronous motor[J].Proceedings of the CSEE, 2001, 21 (9) :13-17.
[3]杨志红, 姚琼荟.无刷直流电动机系统非线性研究[J].动力学与控制学报, 2006, 4 (1) :59-62.YANG Zhihong, YAO Qiongyun.Research of non-linearity in brushless dc motor system[J].Journal of Dynamic and Control, 2006, 4 (1) :59-62.
[4]蔡超豪.无刷双馈风力发电机的H∞控制[J].电机与控制应用, 2011, 38 (3) :45-50.CAI Chaohao.H∞control for brushless doubly-fed wind generator[J].Electric Machines and Control Application, 2011, 38 (3) :45-50.
[5]杨国良, 李惠光.直驱式永磁同步风力发电机中混沌运动的滑模变结构控制[J].物理学报, 2009, 58 (11) :7552-7557.YANG Guoliang, LI Huiguang.Sliding mode variable-structure control of chaos in direct-driven permanent magnet synchronous generators for wind turbines[J].Acta Physica Sinica, 2009, 58 (11) :7552-7557
[6]张兴华, 丁守刚.非均匀气隙永磁同步电机的自适应混沌同步[J].控制理论与应用, 2009, 26 (6) :661-664.ZHAGN Xinghua, DING Shougang.Adaptive chaotic synchronization of permanent magnet synchronous motors nonsmooth airgap[J].Control Theory&Applications, 2009, 26 (6) :661-664.
[7]GAO Y, CHAU K T.Hopf bifurcation and chaos in synchronous reluctance motor driver[J].IEEE Transaction on Energy Conversion, 2004, 19 (2) :296-302.
开关磁阻电机开通角对比研究 第5篇
开关磁阻电机 (SR) 主要由开关磁阻电动机和开关磁阻发电机2大类型, 其中电动机在生产实践中最为 常见。SR电动机为双凸极结构, 结构简单坚固, 目前应用较多的是三相12/8极结构和四相8/6极结构。SR电机的开通角在控制电机的各项参数中发挥着巨大作用, 本文以四相8/6极开关磁阻电动机为例, 对其传动系统 进行建模, 改变其开 通角, 得到相电 流波形, 分析不同开通角对相电流的影响。
1结构原理及传动系统
1.1结构原理
SR电动机的运行遵循“磁阻最小原理”, 也即是磁 通总是沿着磁阻最小 的路径闭 合, 转子铁芯 在转动到 磁阻最小 位置时, 其主轴线与通电相主轴线重合。四相8/6极开关磁阻电动机工作原理如图1所示。
1.2传动系统
开关磁阻电动机传动 系统 (SRD) 主要由4部分组成:SR电动机、功率变换器、控制器、检测部分。功率变换器主要是把外部能量转化成适合SR电动机需要的能量形式, 控制器主要处理位置检测和电流检测传递过来的信息并接受外界给予的命令。检测部分主要通过传感器等部件实现相应信息的检测。如图2所示。
2建模与仿真
2.1位置传感器建模
如图3所示, 8/6极四相SR电动机的信号触发电路、转子角速度W经过比例变换从rad/s变成deg/s, 经过离散积分器KTs/ (z-1) 得到四相的相对位置。四相中的各相位置之间互差15°, 则初始相对位置分别为0°、15°、30°、45°, 并通过改变导 通和关断角的形式, 进行相应控制, 即采用APC控制方法。
2.2功率变换器模块建模
功率变换器采用双开关型主电路, 当2只主开关IGBT1和IGBT2同时导通的时 候, 电源向电 机绕组供 电;当IGBT1和IGBT2同时关断时, 相电流经续流二极管续流, 将电机的磁场储能以电能形式迅速回馈电源, 实现强迫换相, 建立仿真 模型如图4所示。
2.3系统建模
系统的功率变换模块封装如图5所示。电流滞 环控制模块主要是实现电流滞环控制方法, 为功率变换器的通、断提 供信号, 本文直接采用模块库中提供的环节, 参数稍作修改使用, SR电动机模块修改其电机只读属性, 根据数学模型中 的相关变量, 改变通往位置传感器的开通角, 采集相电流I (A) 进行对比分析。
3结果分析
分别设置开通角30°和45°开通角, 采集对比波形如图6所示。
通过改变主开关开通角对控制电流大小的作用非常明显, 开通角增大, 电流线性上升的幅度减小, 电流峰值和电流波 形的宽度增大, 为SR电机实物设计提供一种参考。
摘要：在分析SR电机结构原理及传动系统的基础上, 通过Simulink建立SR电机模型, 通过改变模型中开通角的参数, 采集对应相电流, 作对比分析, 得出开通角越大, 电流线性上升的幅度减小的结论, 为四相8/6极开关磁阻电机实物设计提供了一种有效的参考。
关键词：四相,传动系统,开通角,仿真
参考文献
[1]嵇丽丽.基于Matlab的开关磁阻电动机驱动系统非线性建模仿真[J].东南大学学报, 2014 (11)
[2]孙会琴.基于Simuink的四相开关磁阻速度控制系统仿真[J].长江科学院院报, 2014 (1)
开关磁阻电机转矩控制策略研究 第6篇
目前,对SRM转矩控制而言,各种先进的控制策略都有所应用,诸如非线性控制[1]、反馈线性化控制[2]、迭代学习方法[3]、模糊及神经网络控制[4,5]等。这些控制策略基本上是以SRM静态转矩特性T(θ,i)或其解析函数模型为基础[6],而且在本质上基本属于转矩开环控制。然而,由于SRM电动机数学模型难以精确解析获得,这大大阻碍了上述先进控制策略的有效实施;另外,SRD的结构及其动态特性在运行中常常是变化的,因此基于转矩开环的控制方法对SRD系统的结构和参数变化缺乏适应性、鲁棒性,难以取得满意的控制效果。在交流传动领域,直接转矩技术已经得到了广泛的发展与研究。借鉴交流电机直接转矩控制思想,本文提出了SRD驱动系统转矩闭环控制方案,着重解决两个问题:1)SRM电动机转矩的实时观测;2)设计SRM转矩闭环控制器。理论分析和仿真结果表明,基于滑模电流控制器的SRM电动机转矩逆模型控制策略能够有效地解耦、补偿和抵消SRM非线性转矩脉动特性,有效地控制SRM相转矩按期望相转矩变化,从而实现了SRM高性能、低脉动转矩控制。
2 SRM电动机转矩观测
与交流电机直接转矩控制相类似,要实现SRM电动机高性能转矩闭环控制,必需能够实时准确地测量电机的动态转矩。然而,采用外部转矩传感器的测量方法,既复杂、昂贵又增大了系统的体积;更为重要的是,在实验中发现,由于开关频率干扰和输出轴的低频共振,使转矩传感器的输出信号被限制在数百赫兹的有限带宽的频率范围之内[7]。因此,如何实现无传感器的开关磁阻电动机动态转矩实时测量,是一个亟待解决的问题。
2.1 基于转矩磁链特性SRM转矩估计
在文献[7]中给出了基于静态转矩特性T(θ,i)的SRM电动机转矩估计方法,但该方法要求对SRM电动机转子位置角必须能够准确测量,较小的转子位置角误差都会带来比较大的转矩估计误差,然而对SRD传动系统而言,精确的转子位置角检测存在着一定的困难,因此上述方法缺乏实用性。
其实由文献[7]的分析可知,通过测量可得到SRM电动机的静态磁链特性Ψ(i,θ)和静态转矩特性T(i,θ),由此必然能够间接得到SRM电动机相转矩与相电流及相磁链的非线性关系T(i,Ψ),并由模糊神经网络对其进行建模,经过学习模糊神经网络逼近转矩与磁链Ψ和相电流i之间的非线性输入输出映射关系如图1所示。
基于转矩磁链关系的SRM电动机转矩观测的基本原理如图2所示。此方法最大的优点在于无需测量SRM电动机转子位置角,只需通过对相电流及相电压的准确检测即可实现SRM电动机转矩观测,因此该方法简单可行。
图3为对试验SRM样机在开通角为4°、关断角为23°、转速为750 r/min的条件下转矩观测的实际测量结果。图4为在此条件下的仿真结果,可以看出仿真和试验结果基本一致。
2.2 SRM电动机转矩闭环控制
文献[5]提出了一种基于转矩逆模型的SRM电动机转矩控制方案,但是该转矩逆模型是根据SRM电动机静态转矩特性,由模糊神经网络离线建模而成的。然而,SRM电动机静态转矩特性与电机在实际运行中的动态转矩特性存在着一定的差异,同时SRD系统的结构及参数在运行中常常是变化的,因此该转矩控制方法对SRD系统的动态运行缺乏适应性、鲁棒性,SRM转矩逆模型的建模精度直接决定了SRM转矩控制效果。
为了克服上述SRM转矩控制策略存在的局限性,本文在对SRM电动机转矩实时观测的基础上,设计了SRM转矩闭环控制系统,其基本原理如图5所示。系统中转矩输入指令是根据负载的要求,由转速控制器确定的,由转矩分配函数TSF,可以计算出SRM电动机各相绕组瞬时转矩的参考输入指令Td。高性能SRM转矩控制要求必须能够瞬时控制电机各相相转矩Tph,使其能够准确跟随SRM各相参考输入指令Td。
由图5可见,转矩控制器由两部分组成,即
iref=id+Δi (1)
其中第一部分为前馈等效控制项,由经模糊神经网络学习的SRM转矩逆模型确定,即
id=f-1(Td,θ) (2)
其物理意义为由SRM模型确定性部分得到的控制量的理想确定部分;转矩控制器的第2部分为电流补偿项,该项的物理意义在于补偿由于模型失配而造成的控制量的偏差,以提高系统的适应性和鲁棒性,其由下式确定
Δi=k·s (3)
式中:k为比例增益;s为SRM电动机转矩规则化误差,s=(Td-Tm)/Td,Td为期望相转矩,Tm为实际SRM电动机转矩观测值。
电流补偿项中开关增益k的选择对系统的性能有着重要的影响,k如果选择过小,则对系统的不确定性起不到抑制作用;但是如果k过大,则会产生抖动现象,不利于控制品质的提高,为此本文设计了模糊电流补偿器,利用转矩误差及误差变化信息来预测控制系统中的不确定量,根据模糊控制规则,选取一个最佳控制参数。
模糊电流补偿器的输入为转矩误差s和误差的导数undefined,输出为开关增益k。根据一般的控制经验,较大的开关增益能够使被控量较快地回到其期望轨迹处,但同时产生抖动现象。因此,当系统状态远离其期望轨迹(s=0)时,也即当|s|较大时,开关增益也应相应为较大的值,反之亦然;当系统状态从其期望轨迹出发时undefined,如果|Δs|较大,则开关增益应增加以使状态迅速返回,反之亦然;当状态变量接近其期望轨迹时undefined,如果|Δs|较大,则应减小开关增益,以减小抖动,反之亦然。基于上述经验,可得模糊规则如下:
1) If |s| is large, then k is large;
2) If |s| is small, then k is small;
3) If s·Δs>0 and |Δs| is large, then k is large;
4) If s·Δs>0 and |Δs| is small, then k is small;
5) If s·Δs<0 and |Δs| is large, then k is small;
6) If s·Δs<0 and |Δs| is small, then k is large;
2.3 仿真结果及分析
为了验证SRM转矩闭环控制的有效性,以试验SRM样机为对象,在Simulink仿真环境下,对上述SRD转矩闭环控制策略进行了仿真研究。SRM电动机驱动系统的参数为:Ns=8,Nr=6,Pe=3 kW,J=1.3×10-3kg·m2,VDC=500 V,R=0.9 Ω,Lu=19.2 mH,La= (0.000 4i5-0.023i4+0.47i3-3.5i2-3.2i+170) mH,Lm=(0.000 13i5-0.007 9i4+0.17i3-1.5i2+1.2i+81) mH。
为研究方便,给定转矩命令Ttotal=5 N·m,转矩分配函数及SRM转矩逆模型模糊神经网络的结构及参数设置见文献[5],其中开通角θon=5°,关断角θoff=20°,模糊电流补偿器的输出项k的论域为(0,2)。
图6为当SRM转矩逆模型精确建模时,SRM转矩闭环控制系统仿真结果,其中图6a为SRM实际相电流仿真波形及在此期间内模糊电流补偿项ΔI的变化情况;图6b为对应的SRM相转矩跟踪期望相转矩的变化情况;图6c为合成转矩的仿真波形。由仿真结果可以看出,当转矩逆模型能够精确建模时,电流补偿项趋于零。
当SRM转矩逆模型存在着较大的建模误差时,基于文献[5]的SRM转矩控制方案的仿真结果如图7所示。图7a为SRM相转矩跟踪期望相转矩的变化情况;图7b为合成转矩的仿真波形。可以看出此时转矩控制性能明显变坏。
图8给出了在同样的条件下,SRM转矩闭环控制结果。可以看出,电流补偿项的加入在很大程度上克服了由于SRM转矩逆模型的建模误差而导致SRM转矩控制效果变坏的问题。
3 结论
本文提出了一种简单实用的基于变结构模糊神经网络的SRM电动机动态转矩在线观测方法,试验和仿真结果证实该方法的有效性。在此基础上,结合SRM转矩逆模型控制策略,设计了一种SRM转矩闭环控制方案。仿真结果表明,该方法取得的SRM转矩控制效果明显优于SRM转矩逆模型控制策略,不但提高了控制精度,减小了SRM转矩脉动,而且提高了SRM转矩控制系统的适应性和鲁棒性。
摘要：给出了一种开关磁阻电机驱动系统转矩控制方案,通过对SRM电动机转矩的实时观测,利用模糊神经网络设计了一种SRM转矩闭环控制器。理论分析和仿真结果表明,该SRM电动机转矩闭环控制策略能够有效地控制SRM电动机相转矩按期望相转矩变化,从而实现了开关磁阻电机驱动系统高性能、低脉动转矩控制。
关键词：开关磁阻电动机,转矩控制,转矩观测,模糊神经网络
参考文献
[1]Cailleux H,Pioufle B Le,Multon of ControlStrategies to Minimize the Torque Ripple of a Switched Re-luctance Machine[J].Electric Machines and Power Sys-tems,1997,25(10):1103-1118.
[2]Panda S K,Dash P K.Application of Nonlinear Control toSwitched Reluctance Motors:a Feedback Linearisation Ap-proach[C]∥IEE Proceedings of Electric Power Applica-tions,1995,143:371-379.
[3]Sahoo N C,Xu J X,Panda S K.Low Torque Ripple Con-trol of Switched Reluctance Motors Using Iterative Learn-ing[C]∥IEEE Transaction on Energy Conversion,2001,16:318-326.
[4]Seyeed Mir,Malik E Elbuluk,Iqbal Husain.Torque-rippleMinimization in Switched Reluctance Motors Using Adap-tive Fuzzy Control[J].IEEE Transaction on Industry Ap-plications,1999,35(2):461-468.
[5]郑洪涛,蒋静坪.基于模糊神经网络的开关磁阻电动机高性能转矩控制[J].控制理论与应用,2 0 0 3,2 2(4):1 2-16.
[6]Husain I.Inimization of Torque Ripple in SRM Drives[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2002,49(1):28-29.
[7]Schramm D S,Williams B W.High Bandwidth Measure-ment of SRM Torque Ripple[C]∥Sixth International Con-ference on Electrical Mchines and Drives,1 9 9 3:6 4 7-651.
开关磁阻电机调速系统控制的研究 第7篇
1 开关磁阻电机调速系统的构成
SRD是开关磁阻电动机和电力电子技术相结合的机电一体化装置,系统组成如图1所示。
(1)开关磁阻电机是系统中实现能量转换的部件,其工作原理遵循磁阻最小原理,即磁通总是要沿磁阻最小的路径闭合,由于磁场扭曲而产生磁阻性质的电磁转矩。顺序给A-B-C-D相绕组通电,则转子按逆时针方向连续转动。当主开关管S1,S2导通时,A相绕组从直流电源U吸收电能;而当S1,S2关断时,绕组电流通过续流二极管D1、D2,将剩余能量回馈给电源U。
影响转矩的不是电流方向而是相绕组的通电顺序。只要位置检测器能及时给出定转子极间相对位置,使控制器能及时准确地控制定子各相绕组的通断,就能使SRM产生所要求的转矩和转速。
(2)功率变换器是SRM运行时所需能量的提供者,是连接电源和电动机绕组的开关部件,一般采用快速绝缘栅双极型晶体管(IGBT)构成功率变换电路。
(3)控制器是调速系统的核心,一般由单片机或DSP单片可编程微处理器芯片构成。通过修改软件,可以很容易地改变电动机的工作方式和控制参数,实现系统不同的性能特点。
(4)位置、电流检测器,位置检测器是转子位置及速度等信号的提供者。它及时向控制器提供定、转子极间相对位置的信号。
2 功率变换器的设计
对于开关磁阻电机而言,主开关器件的选择应该基于以下原则:要满足系统电压、电流值的要求,并留有一定的裕量;为了降低系统损耗,要求主开关器件有尽可能低的导通压降和关断后的漏电流;为了提高系统运行的可靠性,有足够的安全工作区和二次击穿耐量;尽可能小的驱动频率,驱动方便。
通过比较和分析,在本论文中,采用的功率器件是绝缘栅双极型晶体管IGBT。本文控制对象为四相8/6极。
SR电机,选用H桥式功率变换器,结构简单、可靠,价格低廉。主开关器件为IGBT,采用三相桥式全波整流电路供。
功率变换器主电路如图3所示。图3中,A、B、C、D为SR电机四相绕组,V1~V5为IGBT功率器件,D1~D5为快恢复续流二极管,R1为限流电阻。C1、C2为滤波电容,其作用是对整流输出电压平滑滤波,并作相绕组能量回馈的元件。V5和R2构成制动放电电路,当SRM制动运行时,向功率电路回馈的电能多于从功率电路得到的电能。当电容发生过电压时,V5开关管开通,将电容能量泄放到电阻R2上。
IGBT的驱动电路采用专用驱动模块EXB841,它具有过流检测和过流软关断功能,可以实现对系统有效的保护。
3 SRD设计系统与控制策略
本系统中所控制的开关磁阻电机为四相8/6极,输出恒功率3k W,功率变换电路采用H型主电路形式,开关磁阻电动机速度控制系统的控制策略框图如图4所示。
由SRM的准线性分析得到平均电磁转矩解析式为:
该控制策略以电机输出的最终速度为控制目标,以PI调节及模糊调节为主要控制手段,采用双闭环结构的控制策略(外环为速度环,内环为电流环),速度环采用PI算法。变角度电压斩波组合控制方法的采用使速度外环反馈的速度与速度给定值产生偏差,通过速度调节器产生电流参考值,iref其值与电流反馈构成电流闭环控制,靠控制PWM的占空比来调节电流,以保证得到快速响应,并用模糊算法来调节开通、关断角度。控制器以恒定的斩波频率控制功率变换电路中主开关器件的开断,并通过调节开通和关断的时间比例,即占空比,来调节相绕组两端的平均电压,从而实现对绕组相电流的控制[2]。
智能控制:控制SRM转矩的关键在于能够有效地控制电机绕组相电流的幅值和开通、关断的时刻。智能控制在数学本质上是一种从输入到输出的非线性映射关系,具有很强的自学习、自适应能力,非常适合于SRD控制。基于以转矩脉动最小为目标的自适应模糊控制策略的思路是:控制器以转矩和位置角为输入,以相电流为输出。控制器每隔一个采样周期对当前转子位置和观测转矩进行采样,由期望转矩和观测转矩形成转矩误差,依照学习算法实时改变隶属度函数,不断调整控制器的输出,即调整期望电流。控制器不依赖于电机的任何先验知识,能够适应电机的任何变化,对转子位置反馈误差具有较强的鲁棒性[3]。
4 实验结果
系统实验对象为四相8/6极开关磁阻电机,额定功率为3k W,额定转速为1500r/min。设定转速为300r/min、500 r/min、1000r/min时跟随曲线如图5~7所示。由图可知,电机能快速跟上设定值。
结果表明,该电机具有良好的调速性能,调速范围满足要求,由于采用了高速变角度电压斩波—低速定角度电流斩波的控制方法,电机稳定性和抗干扰能力有所加强。
5 结语
虽然与一般电机传动系统相比,开关磁阻电动机驱动系统是一个复杂的时变、非线性系统,但只要把先进的控制策略运用于SRD传动系统中,系统的性能将大幅度提高。理论与实践证明:SRD系统在单位体积转矩值、效率、逆变器伏安容量及其性能参数上均有较高的技术指标,特别在转矩与转动惯量的比值上占有较大的优势,使可变范围广,可控因素多,是一种较理想的新型调速系统。
参考文献
[1]王宏华.开关磁阻电机调速系统的设计[M].北京:机械工业出版社,2000.
[2]张幽影,陈宝江.开关磁阻调速电动机[M].北京:机械工业出版社,1993.
开关磁阻电机控制系统软件设计 第8篇
1 基本控制策略
开关磁阻电机基本控制策略主要包括电流斩波控制 (CCC) 、电压PWM控制、角度位置控制 (APC) 三种控制策略。
电流斩波控制的优点是可限制电流峰值的增长, 保护开关器件的安全, 并起到良好有效的调节效果, 因此适用于低速调速系统。当相电流超过约定的上限电流值时, 则主开关关断, 当相电流低于约定的下限电流值时, 则组合开关开通, 从而实现电流斩波控制效果。
电压PWM控制是通过调整占空比, 来调节相绕组的平均电压, 以改变相绕组电流的大小, 从而实现转速和转矩的调节, 电压P W M控制的特点是通过调节相绕组电压的平均值, 进而能间接地限制和调节相电流, 因此既能用于高速调速系统, 又能用于低速调速系统, 而且控制也较简单。
角度位置控制是指对开通角和关断角的控制。它的实质就在于输入电压保持不变而通过改变主开关的开通角和关断角来调节电流, 以达到调节电机转矩的目的。角度控制的优点是转矩调节范围较大, 可允许多相同时通电, 以增加电机输出转矩, 可实现效率最有控制和转矩最优控制。
为了实现开关磁阻电机良好的调速性能, 该软件设计采用以下组合控制策略, 即电机基速以下运行时, 采用电流斩波控制方式;在中低速下, 采用电压P W M控制方式;而在高速运行时, 采用角度位置控制方式。
2 软件设计
软件采用前后台系统作为软件框架, 分为主程序和中断程序两部分, 相较于现有控制系统软件设计中的多中断程序, 该软件设计仅采用了一个定时中断, 是程序更简洁, 增加了程序的可读性及可移植性, 同时也有利于程序的进一步扩充与完善。现有控制系统软件中多数使用多中断设计, 其中包括计算电机转速使用的捕获中断, 获取电机位置使用一路或两路外部中断, 电流采样时使用的D M A中断, 以及一至两个定时中断, 这些中断不仅增加了程序的复杂性, 同时也降低了软件的可靠性。
在软件设计中, 重点和难点就是如何获得较好的斩波效果, 而软件设计的好坏直接影响了斩波效果的好坏。在现有的软件设计中, 一般是将各相电流通过ADC采样, 再经D M A通道传输, 同时产生一个DMA中断, 然后在一个定时中断 (定时中断时间一般为50us至100us) 中实现电流斩波。而这种设计会产生两个问题。其一, 因为要实现其他功能, 定时中断时间不能进一步缩短, 而这对电流斩波而言, 时间间隔又太长, 以50us为例, 电流可能会在50us的时间中上升40A。其二, DMA中断优先级要高于定时中断, 这可能会导致定时中断的执行被DMA中断打断, 进一步延长了电流斩波的时间间隔, 会导致电流斩波效果进一步恶化, 由于斩波时间间隔过长, 导致电流斩波上限偏高。
该软件设计仅使用一个10us定时中断, 相较于现有控制系统软件的多中断程序更简洁。中断程序主要功能是实现定时器更能, 获取电机位置、计算电机速度, 计算转子角度及读取相绕组电流值并实现电流斩波功能。中断程序框图如图1所示。
控制器STM32F103有16个12位的AD转换通道, 可对电机各相绕组电流进行采样, 将电流采样值通过DMA通道直接传输到存储器, 将电流值与约定的电流上下限值比较, 决定是否斩波, 实现电流斩波功能。由于该软件设计采用一个定时中断, 且缩短了定时中断的时间间隔, 避免了由于多中断设计导致的电流斩波时间间隔过长的问题, 能够获得较好的电流斩波效果。
3 测试结果与分析
测试环境为12/8结构1k W SRM一台, 直流稳压电源和电磁测功机及相关测试工具。测试结果表明, 该软件系统具有良好的控制性能, 能够按照预定的控制策略完美运行, 且能对控制系统实现所需的保护功能。并且由于新的软件设计相较于现存的软件, 仅采用一个定时中断, 且中断时间大为缩短, 获得了良好的电流斩波效果。
参考文献
[1]王宏华.开关磁阻电动机调速控制技术[M].北京:机械工业出版社, 1998.
[2]黄操, 张奕黄.开关磁阻电机调速系统控制器软件设计研究[J].微电机, 2006, 39 (8) :86-88.